高频双调谐压控环形振荡器

摘要

本发明属于射频集成电路技术领域，具体为一种实现粗、细双调谐适用于高频应用的低功耗CMOS压控环形振荡器，它由4级相同的差分延迟单元构成环形振荡环路。该压控环形振荡器利用不同相位的振荡信号驱动粗、细调谐输入管，其粗、细调谐均是采用在输入信号与调谐输入管栅极之间插入一个NMOS传输管控制输入信号耦合到调谐输入管栅极的程度。本发明可以在实现粗、细双调谐功能的同时提高电路的振荡频率，并改善振荡信号相位噪声性能，减小电路功耗。

说明书

技术领域

本发明属于射频集成电路技术领域，具体为一种实现粗、细双调谐适用于高频应用的低功耗CMOS压控环形振荡器。

背景技术

在射频接收机和发送机芯片内部都存在一个重要的模块：频率综合器。频率综合器的作用是为收发机提供本振信号，通过混频器将接收到的射频信号搬移到基带频段或者是将基带产生的信号搬移到射频频段。一些已存在的无线电连接技术要求本振信号振荡频率达到上千兆赫兹，例如超宽带无线通信技术要求本振信号从3.5GHz到10GHz，这就对频率综合器设计在频率上提出了新的挑战。作为频率综合器的核心电路压控振荡器是实现高频、高性能的关键，同时压控振荡电路功耗在整个频率综合器模块功耗中占极大比重，低功耗设计也是压控振荡器设计的关键。

在已经存在的压控振荡器电路技术中，电感电容谐振腔振荡器和环形振荡器广泛应用在各种频率综合器模块中，其中电感电容振荡器由于电感电容负载高品质因数特性可以产生高纯度的振荡信号频谱，但是其存在不可克服的缺点是电感的面积过大并且电感的制造不适合集成在普通的数字CMOS工艺中；而较小的版图面积和高集成度正是环形振荡器的优点，此外环形振荡器振荡信号频率不高，相位噪声差的缺点可以通过电路设计得到改善。

由于环形振荡器使用的是有源MOS管，尤其是工作在高频情况下，振荡频率受到温度和工艺影响更大，这就要求振荡器有相当大的调谐频率(f_tune)(约为振荡频率的20％～30％)。但是为了抑制压控振荡器电压控制线抖动对振荡器相位噪声的影响，并减小参考时钟杂散，要求振荡器频率增益(K_VCO)不能过大。在普通的压控振荡器设计中，频率调谐范围由K_VCO和调谐电压(ΔV)乘积决定，如果K_VCO取值较小就会限制f_tune，如果f_tune取值保证克服温度、工艺变化影响就会使K_VCO取值过大影响频率综合器性能。为了解决这个矛盾可以使用粗细双调谐结构，在这种结构中使用多个有交叠的频率调谐子带覆盖所要求的频率范围，其中每条频率子带的调谐范围由K_VCO和ΔV乘积决定。工作时使用粗调谐控制端选择振荡器工作的频率子带，使用细调谐控制端在频率子带上找到精确的振荡频率。公开号CN 1815877A^[1]、CN1815878A^[2]以及ISSCC 2003文献[3]、CICC 2006文献[4]为了实现振荡器双调谐功能均提出了一些电路结构。

图1是已有的实现粗、细双调谐功能的延迟单元电路^[1～4]。环形振荡器振荡频率由公式I/(C·V_PP)决定，其中I是周期内延迟单元输出节点流过的电流均方根值，C是输出节点等效电容，V_PP是输出电压峰峰值。在V_PP值和等效电容C变化忽略不计情况下，改变I的大小就改变了振荡频率。M1～M6是无尾电流源、全摆幅输出结构的延迟单元。V_cc控制M5、M6注入输出结点23、24的电流值实现频率粗调谐。为了实现频率细调谐，增加细调谐输入管M7、M8，V_cf控制M7、M8管栅极电压改变M7、M8管注入结点23、24的电流I₃、I₄。图2示出了输出节点23和细调谐电压的时域波形图。当结点23处于上升沿时，延迟单元左半边电路对结点23处的等效电容充电；当结点23处于下降沿时，延迟单元左半边电路对结点23处等效电容放电。但是细调谐输入管M7在整个周期都是对输出结点充电，这就是说增加细调谐输入管M7阻碍了输出结点的放电过程，导致结点23输出信号上升下降沿不对称，不利于抑制1/f_n噪声，恶化了振荡器相位噪声。虽然I₃、I₄使I值增大，但是作为细调谐电流I₃、I₄取值很小，一方面增加的M7、M8管使输出结点上的等效电容和电阻增大，另一方面占主导负面作用的是使得电路振荡频率降低。这些已存在的技术是以在一定功耗下减小振荡频率为代价增加粗、细双调协功能，不适合应用在高频设计中。

参考文献：

[1]中国科学院半导体研究所.具有工艺温度补偿的数模混合信号环路压控振荡器：中国，200510011294.9[P].2006-08-09

[2]中国科学院半导体研究所.高精度高线性度数模混合信号环路压控振荡器：中国，200510011295.3[P].2006-08-09

[3]Gu-Yeon Wei，John T.Stonick，Dan Weinlader，Jeff Sonntag，Shawn Searles.A 500MHz MP/DLL clock generator for a 5 Gb/s backplane transceiver in 0.25μmCMOS[J].IEEE ISSCC，2003，session 26，paper 26.4

[4]Amber Han-Yuan Tan and Gu-Yeon Wei.Adaptive-bandwidth mixingPLL/DLL based multi-phase clock generator for optimal jitter performance[J].IEEE CICC，2006，749-752

发明内容

本发明的目的是在已有技术基础上，提高输出频率、降低电路功耗，提供一种能够粗、细双调谐适用于高频应用的低功耗CMOS压控环形振荡器。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种压控环形振荡器，由4级相同的差分延迟单元构成环形振荡环路，其中前一级差分延迟单元的输出端与后一级差分延迟单元的输入端相连；环路的4个差分延迟单元的4组差分输入端分别是8个振荡信号源V_i(i为八进制数，i＝0、1、…、7)，i取值为n-4(＝n+4)、n-3、n-2、n-1、n、n+1、n+2、n+3(n为差分延迟单元的级号，n＝1、2、3、4)；8个振荡信号源的相位依次相差1/8周期，相位相差1/2周期的两个振荡信号源组成一对差分信号；这8个相位的振荡信号均来自环形振荡器的振荡环路。

所述差分延迟单元包含12个MOS管，呈对称分布，具有一组差分输出信号端V_n和V_n+4、四组差分输入信号端、一个粗频率调谐电压控制端V_c和一个细频率调谐电压控制端V_f。

在差分延迟单元的左半边，从环形振荡器环路中取不同相位的振荡信号V_n-1、V_n-2、V_n-3和V_n-4作为输入信号，其中：V_n-1连接主输入管M10的栅极；V_n-2连接副输入管M12的栅极；V_n-3连接粗调谐控制管M18的源极，M18的漏极连接粗调谐输入管M14的栅极，粗调谐电压V_c连接M18的栅极；V_n-4连接细调谐控制管M20的源极，M20的漏极连接细调谐输入管M16的栅极，细调谐电压V_f连接M20的栅极；正输出信号端V_n连接主输入管M10和M12、M14、M16的漏极公共结点。

在差分延迟单元的右半边，从环形振荡器环路中取不同相位的振荡信号V_n+3、V_n+2、V_n+1和V_n作为输入信号，其中：V_n+3连接主输入管M11的栅极；V_n+2连接副输入管M13的栅极；V_n+1连接粗调谐控制管M19的源极，M19的漏极连接粗调谐输入管M15的栅极，粗调谐电压V_c连接M19的栅极；V_n连接细调谐控制管M21的源极，M21的漏极连接细调谐输入管M17的栅极，细调谐电压V_f连接M21的栅极；负输出信号端V_n+4连接主输入管M11和M13、M15、M17的漏极公共结点。

电源V_DD连接M12、M14、M16、M13、M15、M17的源极公共结点；主输入管M10、M11的源极共同接地。

所述主输入管M10、M11和粗、细调谐控制管M18～M21均为NMOS管，所述副输入管M12、M13和粗、细调谐输入管M14～M17均为PMOS管。

所述环路设有粗频率调谐电压控制端口V_c和细频率调谐电压控制端口V_f，这两个控制端口分别与每个延迟单元的相应V_c和V_f端口相连；粗、细调谐分别由控制电压V_c和V_f通过调谐控制管M18～M21控制输入信号耦合到调谐输入管M14～M17栅极的程度。

与现有技术相比，本发明压控环形振荡器的优点在于：

1.能够产生高频振荡信号。增加的粗、细双调谐输入管可使用粗调谐控制端选择振荡器工作的频率子带，使用细调谐控制端在频率子带上找到精确的振荡频率；同时粗、细双调谐输入管还能起到增加频率的作用，确保高频输出，实现第二方面的作用。应用在多频带OFDM-UWB第一个频谱子带(3432MHz～4488MHz)收发机芯片中的环形振荡器要实现粗、细双调谐功能就需要使用本发明提出的电路设计思想和结构。

2.减小功耗。与现有技术相比，产生同样频率的振荡信号所消耗的功耗减小；消耗同样功耗，能够产生更高的振荡频率信号。

3.提高相位噪声抑制性能。与现有技术相比，由于振荡信号更好的对称性，对MOS管1/f_n噪声抑制更好。

4.更广的应用。粗、细双调谐控制端都是模拟连续电压可调，使用在频率综合器电路时，两个控制端既可直接用模拟电压控制，也可以用数字电路产生静态电压间接控制。由于电路的粗、细双调谐均是模拟电压连续可调，本发明环形振荡器可以广泛应用于各种结构的频率综合器(包含锁相环)中：一是双环路锁相环，要求粗、细双调谐电压均为模拟电压，两条环路分别使用粗细控制端锁住各自的环路；二是两控制端结构的锁相环，环路内部使用细调谐控制端锁住环路，环路外围采用数字模块自动寻找粗调谐电压。

附图说明

图1是现有技术的实现粗、细双调谐功能的延迟单元电路图；

图2是现有技术延迟单元输出波形和细调谐电压波形图；

图3是本发明压控环形振荡器结构示意图；

图4是本发明压控环形振荡器具有粗、细双调谐功能的差分延迟单元电路图；

图5是本发明压控环形振荡器延迟单元电路等效原理示意图；

图6是本发明压控环形振荡器在振荡频率为4488MHz时的频率仿真曲线图；

图7是本发明压控环形振荡器在振荡频率为4488MHz时的相位噪声仿真曲线图。

具体实施方式

下面结合附图3～7对本发明作详细描述。

图3是4级压控环形振荡器结构示意图，V_c是粗调谐电压，V_f是细调谐电压，C1～C4是4个差分延迟单元，V₀～V₇是环形振荡器输出的8个相位。图4是本发明提出的粗、细双调谐功能的差分延迟单元电路，也即图3中差分延迟单元C1～C4内部电路图。结点V_i中下标i是8进制数(0～7)，i取值为n-4(＝n+4)、n-3、n-2、n-1、n、n+1、n+2、n+3(n为差分延迟单元的级号，n＝1、2、3、4)。V_i表示该输出结点振荡信号相位为(i·π)/8。I₅、I₆是主输入管电流，I₇、I₈是副输入管电流、I₉、I₁₀是粗调谐输入管电流，I₁₁、I₁₂是细调谐输入管电流。由于该差分延迟单元具有全对称结构，下文仅分析半边电路即可得到电路性能。从环形振荡器环路中取不同相位的振荡信号V_n-1、V_n-2、V_n-3、V_n-4，V_n-1作为主输入管M10栅极电压；V_n-2作为副输入管M12栅极电压；V_n-3连接粗调谐控制管M18的源极，M18漏极连接粗调谐输入管M14栅极，粗调谐电压控制M18栅极；V_n-4连接细调谐控制管M20的源极，M20漏极连接细调谐输入管M16栅极，细调谐电压控制M20栅极。

图5是本发明提出的延迟单元电路等效原理示意图，它是延迟单元的一阶线性模型。根据振荡器闭合环路幅频特性在频域范围内分析振荡器振荡频率、粗细频率调谐线性度、振荡器起振要求。图中C、R分别为输出结点等效电容、电阻，G_m1表示主输入管M10等效跨导，G_m2为副输入管M12等效跨导，G_m3为粗调谐输入管M14等效跨导，G_m4为细调谐输入管M16等效跨导，G_m1～G_m4均是指周期内MOS管跨导的均方根值；图中

i₅＝V_n·G_m1·e^jπ/4，i₇＝V_n·G_m2·e^jπ/2，

i₉＝V_n·G_m3·e^j3π/4，i₁₁＝V_n·G_m4·e^jπ；

根据各个输入端信号与输出端信号相位关系可以得到：

$V_n=\frac{R}{1+\mathrm{j\omega RC}}(V_{n-1}{G}_{m1}+V_{n-2}{G}_{m2}+V_{n-3}{G}_{m3}+V_{n-4}{G}_{m4})=$

$\frac{R}{1+\mathrm{j\omega RC}}·(V_{n-1}{G}_{m1}+e^{\mathrm{j\pi }/2}{V}_n{G}_{m2}+e^{3\mathrm{j\pi }/4}{V}_n{G}_{m3}+e^{\mathrm{j\pi }}{V}_n{G}_{m4}),$

由数学推导有：

$\frac{V_n}{V_{n-1}}=\frac{{\mathrm{RG}}_{m1}}{(1+\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RG}}_{m3}+{\mathrm{RG}}_{m4})+j(\mathrm{\omega RC}-{\mathrm{RG}}_{m2}-\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RG}}_{m3})},$

$\tan \left(\frac{V_n}{V_{n-1}}\right)=\frac{\mathrm{\omega RC}-{\mathrm{RG}}_{m2}-\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RG}}_{m3}}{1+\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RG}}_{m3}+{\mathrm{RG}}_{m4}}=1,$

所以振荡角频率为：

$\omega =\frac{1}{\mathrm{RC}}+\frac{G_{m2}}{C}+\frac{\sqrt{2}{G}_{m3}}{C}+\frac{G_{m4}}{C}.---\left(1\right)$

巴克豪森判据起振条件要求：

$\left|\frac{V_n}{V_{n-1}}\right|=\sqrt{\frac{{\left({\mathrm{RG}}_{m1}\right)}^2}{{(1+\frac{\sqrt{2}}{2}R{G}_{m3}+{\mathrm{RG}}_{m4})}^2+{(\mathrm{\omega RC}-{\mathrm{RG}}_{m2}-\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RG}}_{m3})}^2}}\ge 1,$

即：$(\frac{\sqrt{2}}{2}{G}_{m1}-\frac{\sqrt{2}}{2}{G}_{m3}-G_{m4})R\ge 1.---\left(2\right)$

通过上述分析可以看出压控振荡器的振荡频率与G_m2、G_m3、G_m4是线性正比关系。改变电路的这三个参数就可以线性调谐频率。正是利用这个特性，电路实现了增加粗、细调谐功能的同时增加了振荡频率，克服了已存在技术的缺陷。此外注意到电路的起振条件：式(2)与G_m2无关，较大的G_m2值不会导致振荡器不起振，为了得到高频振荡信号，G_m2取最大值(虽然起振条件对G_m2没有上限要求，但是环形振荡器环路各个延迟单元输出结点相位是由主输入管决定，根据仿真经验G_m2最大取值是G_m1的1/3，否则输出相位将产生混乱)，作为副输入管M12的功能设定为增加频率而不用来进行频率调节；根据式(1)振荡频率对G_m3的比例系数是G_m4的倍，并且(2)式也表明G_m4受到起振条件束缚大于G_m3受到起振条件的制约，所以G_m3这个电路参数对频率影响更大，取值变化上限更大，将G_m3作为粗调谐参数是合理的；将另外一个与频率呈线性关系的电路参数G_m4作为细调谐参数。

粗、细调谐均是采用在输入信号(V_n-3、V_n-4)与调谐输入管栅极之间插入一个NMOS传输管(M18、M20)控制输入信号耦合到调谐输入管(M14、M16)栅极的程度。调谐电压(V_c、V_f)控制传输管栅极，这个调谐电压决定了V_n-3、V_n-4传输到调谐输入管(M14、M16)栅极的最大电压为V_c-V_th、V_f-V_th，改变调谐输入管(M14、M16)的最大栅压相当于改变一个周期内栅压的均方根值，也即改变了调谐输入管(M14、M16)跨导均方根值G_m3、G_m4。例如当V_c、V_f取值减小，M14、M16栅极电压周期内均方根值线性地随之减小，G_m3、G_m4线性增大，压控振荡器频率线性增加；当V_c、V_f取值增大，M14、M16栅极电压周期内均方根值线性地随之增大，G_m3、G_m4线性减小，压控振荡器频率线性减小。根据电路性能选定压控振荡器的调谐频率范围f_tune和频率增益K_VCO(调节电压范围为ΔV)，G_m3、G_m4的关系是：

$\frac{f_{\mathrm{tune}}}{K_{\mathrm{VCO}}·\mathrm{\Delta V}}=\frac{\sqrt{3}·G_{m3}}{G_{m4}}.$

图4示出主输入管使用NMOS管，副输入管和粗、细调谐输入管采用PMOS管，利用电流复用技术达到减小功耗目的。此外，(1)式示出较小的粗细调谐输入管跨导即可增加上千兆的频率，一方面保证了振荡器大的频率调谐范围，另一方面对于一定的振荡频率降低了电路的功耗或者说在一定工艺下提高了环形振荡器可以振荡的极限频率。

下面给出了一个具体实现的例子。

振荡器设计工作在4488MHz。电路的仿真基于JAZZ 0.18μm RF工艺，采用Cadence SpectreRF工具。电源电压为1.6V，此示例电路消耗电流为14.2mA，在频偏1MHz处，相位噪声-107.4dBc/Hz，频率变化范围是4.1～5.3GHz，频率调谐范围27％，频率增益K_VCO值为140.8MHz/V。使用通用的环形振荡器FOM计算公式

$\mathrm{FOM}=L\left(\mathrm{\Delta \omega }\right)+10(\log {\left(\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_0}\right)}^2{P}_{\mathrm{VCO}}\times \frac{1\mathrm{GHz}}{f_0})$

式中f₀是VCO的输出频率，L(Δω)表示Δf处单边带相位噪声，P_vco是VCO工作在输出频点时的功耗，单位为mW，VCO在频偏1MHz处FOM＝173.4。图6是粗、细频率调谐图，图中示出了频率调谐子带由粗调谐电压从0.6V每步长0.1V变化到1.8V的情况，图7是相位噪声曲线。这些结果表明：该结构在高频输出时仍能达到低功耗、粗细双调谐、低相位噪声的性能。

值得说明的是，为了阐述发明采用了4级差分延迟单元结构的环形振荡器环振进行说明。这并不意味着该发明提出的粗细双调谐结构仅能应用在4级差分环振结构中。事实上，多于4级差分环振的结构应用本发明的设计思想和理论分析同样可以提高振荡频率和实现粗细双调协功能。