三相光学编码器的角度计算装置及角度计算方法

摘要

一种三相光学编码器的角度计算装置，可接收光学编码器产生的相位差120度的三相正弦信号，以计算马达转子角度。三相光学编码器的角度计算装置包括模拟数字转换器、数字信号处理器、相位数字化单元及数字计数器。模拟数字转换器将来自光学编码器的三相模拟信号转换成三相数字信号；相位数字化单元将来自光学编码器的三相模拟信号转换成三相相位数字信号；数字计数器对三相相位数字信号计数产生计数结果。数字信号处理器接收三相数字信号，并且对三相数字信号中的较为线性区域进行反三角函数运算，以获得马达转子角度。藉由该计数结果，可以得知马达转子旋转方向。其中三相数字信号中的较为线性区域是在三相信号上下交点(cross point)为界线的中间区域，以降低不正弦性对于插补角度计算的影响。

说明书

技术领域

本发明涉及一种光学编码器的角度计算装置及角度计算方法，特别是涉及一种三相光学编码器的角度计算装置及角度计算方法。

背景技术

公知的交流伺服马达通常内含一个光学编码器，该光学编码器提供转子的角度以获知马达转速信息，该转速信息可反馈给相关速度控制单元以精确控制马达转速。

图1为现有技术的交流伺服马达控制系统的方框图。马达10的转子的角度位置由光学编码器12检测并经信号处理单元20处理以得到角度信息。该角度信息被送至速度估测单元14处理以得到估计的马达转速，然后速度控制器30接收该估计的马达转速及速度命令，藉以控制控制器模块32及绝缘栅双极晶体管(IGBT)模块34产生控制马达转速的信号，以精确控制马达10的转速。

如果光学编码器所提供的分辨率越高，则定位越准确，马达噪音也会降低。以传统光栅型编码器而言，常见的增加分辨率的方法有三种：一、增加编码盘条形码数；二、电子细分割；三、采用不同的光学原理。其中方法一受到制造工艺及衍射现象的限制，其增加的分辨率有限；方法二毋需改变本体架构，其运用的方法较多，随着电子信号处理速度的提高，其可增加的分辨率也持续增加；方法三需改变原有架构，配合使用激光二极管及适当的光路设计，运用光学衍射或干涉原理以达成增加分辨率的需求。

从现有的光学编码器细分割产品来看，可大概区分成四种形式：一、包含于编码器内，如GPI 9220、DRC 25D，RSF MS6X series；二、独立的产品，如RENISHAW RGE series，HEIDENHAIN EXE 605及SONY MJ100/110、MJ500/600/700Series Interpolation Module；三、依附于控制卡或其它产品内，如MMI200-PC/104；四、整合于马达内，如Fanuc、Mitsubishi。细分割技术的分辨率从常用的4倍到2048倍，甚至更高的倍数，其可靠度大多取决于原始信号的质量及信号的补偿技术，而可达到的分辨率则受限于使用的原理。

细分割原理主要可分为相位细分法及振幅细分法。编码器的A、B信号输出的近似正弦波信号可表示为：

A＝U₀sinα

B＝U₀cosα

例如美国专利6355927号利用几个振幅不同的A、B信号相减，再透过逻辑比较而达到细分的效果。

再者，随着科技的发展，数字信号处理器(DSP)及微处理器(MPU)的运算速度也不断提高。为符合高速多样化的需求，高速高解析模拟数字转换器(ADC)配合DSP或MPU的细分割技术不断的推陈出新。图2及图3示出了电子细分割电路方框图及流程图。由编码器12a输出的角度信息Sin ω及Cos ω经过模拟数字转换器22a处理成数字信号SIN X及COS X；且由编码器12a输出的角度信息Sin ω及Cos ω经过相位数字化装置(phase digitizer)处理成数字信号M。该数字信号M经过高速信号处理部分(high speed signal processing portion)26a来产生圈数信号N及相位信号PH，以提供象限及比对的信息给DSP28a参考。参见图3，DSP 28a可以利用数字信号SIN X及COS X、及圈数信号N与相位信号PH来判断转子角度。

由于玻璃片的蚀刻技术无法满足高解析光学编码器的需求，只能以光源进入玻璃片的光栅所产生的近似正弦波信号来进行插补，以得到更高的分辨率。公知技术皆以正弦波及与其相差90°的余弦波为源信号，通过正切(Tan)的反函数或锁相回路等方式来计算对应的角度值。因为这些方法需要使用到全幅(full-amplitude)的信号，因而对源信号的正弦度(pure sinusoidal)的要求很高。当源信号有正弦波以外的谐波分成分时，通过运算所得的角度就会有明显的误差。

例如用上述方法以相差90°的正弦信号来推算受谐波(harmonic)影响的差补角度(interpolation angle)：

$A=U_0\sin \theta +\frac{1}{8}\sin 3\theta +\frac{1}{32}\sin 5\theta +\frac{1}{128}\sin 7\theta$

$B=U_0\sin (\theta -\frac{\pi }{2})+\frac{1}{8}\sin 3(\theta -\frac{\pi }{2})+\frac{1}{32}\sin 5(\theta -\frac{\pi }{2})+\frac{1}{128}\sin 7(\theta -\frac{\pi }{2})$

依据图2及图3的电子细分割方法通过$\theta ={\tan }^{-1}\frac{A}{B}$计算插补角度θ；因为受谐波影响，计算出的插补角度θ与原来直线角度变化有±2.5％变化的周期性误差。由上述说明可以看出，公知的利用光学编码器的马达角度计算装置存在无法达到高分辨率且不具有强健性的缺点。

发明内容

因此本发明的目的在于提供具有计算强健性及高分辨率的三相光学编码器的角度计算装置及角度计算方法。

为达到上述目的，本发明提供一种三相光学编码器的角度计算装置，其可接收光学编码器产生的相位差120度的三相正弦波信号，以计算马达转子角度。所述三相光学编码器的角度计算装置包括模拟数字转换器、数字信号处理器、相位数字化单元及数字计数器。模拟数字转换器将来自光学编码器的三相模拟信号转换成三相数字信号；所述相位数字化单元将来自光学编码器的三相模拟信号转换成三相相位数字信号；所述数字计数器对所述三相相位数字信号计数并产生计数结果。所述数字信号处理器接收所述三相数字信号，并且对三相数字信号中的较为线性区域进行反三角函数运算，以获得马达转子角度；藉由所述计数结果，所述数字信号处理器可以得知马达转子旋转方向。其中三相数字信号中的较为线性区域是在三相信号上下交点(crosspoint)为界线的中间区域，以降低不正弦性对于插补角度计算的影响。

附图说明

图1是现有技术的交流伺服马达控制系统的方框图；

图2是说明电子细分割电路的方框图；

图3是说明电子细分割电路的流程图；

图4是依据本发明的三相光学编码器的角度计算装置的方框图；

图5说明了本发明三相信号的中间部分为插补运算可用区；

图6A及6B说明本发明对角度做插补计算的区域划分；

图7说明了编码器的示意图；

图8A至8C是本发明产生三相信号的编码器内部组件示意图；

图9A及9B说明了相位数字化装置的比较器输出结果；

图10A及10B说明了使用状态机(state machine)方式进行计数的方式；

图11说明了另一种三相信号计数的方式。

附图中，各标号所代表的部件列表如下：

公知技术主要组件符号说明

10马达               12光学编码器

20信号处理单元       14速度估测单元

30速度控制器         32控制器模块

34IGBT模块           12a光学编码器

22a模拟数字转换器    24a相位数字化装置

26a高速信号处理部分  28a数字信号处理器

本发明主要组件符号说明

16三相光学编码器     22模拟数字转换器

24相位数字化装置     26计数器

28数字信号处理器

具体实施方式

不同于以往所惯用的两相正弦(sin)及余弦(cos)的作法，本发明提出一种采取三相信号(相位彼此差120度)的三相光学编码器及其角度计算装置，其中本发明的三相信号(A信号、B信号、及C信号)表示如下：

A＝U₀sinθ

$B=U_0\sin (\theta -\frac{2\pi }{3})$

$C=U_0\sin (\theta -\frac{4\pi }{3})$

图8A至8C为本发明产生三相信号的编码器内部组件示意图。图8A所示为光栅轮(Optical disk)的示意图，该光栅轮与公知的光栅轮类似。在本发明的编码器中罩片(mask)及光检测器(photo diode，PD)与公知的编码器有所不同。图8B所示为本发明光栅轮的光检测器构造图，其中中间的部分为A、B、C三相光源的接受区。图8C所示为本发明的光栅轮的罩片蚀刻图；中间部分分成左中右三个小区间，分别对应A、B、C的屏蔽。由图7及图8A至8C可以了解光栅轮、罩片和光检测器三者间的搭配可产生三相各差120°的信号(A信号、B信号、及C信号)。

参见图5，本发明以三相信号的中间部分来进行插补运算，该部分对信号的正弦度的要求有较强的强健性(robustness)。在图5中可看到A、B、C三相信号的波形，在上下交点(cross point)为界线的中间区域，称为插补可用区(Interpolation feasible region)。插补可用区对A、B、C三相信号的不正弦性较不敏感，因此可大幅降低插补的误差。

假设A、B、C三相信号有偏移量及大小变化，并表示如下：

A＝U₀sinθ+Va

$B=U_0\sin (\theta -\frac{2\pi }{3})+V_b$

$C=U_0\sin (\theta -\frac{4\pi }{3})+V_c$

为了简化说明，将V₀＝V_a＝V_b＝V_c。三相插补程序如下：

当瞬间得到A、B、C值时，假设

V₀＝(A+B+C)/3      (1)

$U_0=\sqrt{({(A-V_0)}^2+{(B-V_0)}^2+{(C-V_0)}^2)*2/3}---\left(2\right)$

为了利用三相信号较为线性的区域进行角度计算，因此本发明依据ABC三相信号相对的大小而将2π相位区间切割成12个部分，以ABC三相信号较为线性的部分来计算角度，参见图6A及6B，其判断式如下：

IF C>A>0，                     (区域1)

θ＝asin((A-V₀)/U₀)

ELSEIF A>C>0，                 (区域2)

θ＝π/3-asin((C-V₀)/U₀)

ELSEIF B<C<0，                (区域3)

θ＝π/3+asin((V₀-C)/U₀)

ELSEIF C<B<0，                (区域4)

θ＝2π/3-asin((V₀-B)/U₀)

ELSEIF A>B>0，                (区域5)

θ＝2π/3+asin((B-V₀)/U₀)

ELSEIF B>A>0，                (区域6)

θ＝π-asin((A-V₀)/U₀)

ELSEIF C<A<0，                (区域7)

θ＝π+asin((V₀-A)/U₀)

ELSEIF A<C<0，                (区域8)

θ＝4π/3-asin((V₀-C)/U₀)

ELSEIF B>C>0，                (区域9)

θ＝4π/3+asin((C-V₀)/U₀)

ELSEIF C>B>0，                (区域10)

θ＝5π/3-asin((B-V₀)/U₀)

ELSEIF A<B<0，                (区域11)

θ＝5π/3+asin((V₀-B)/U₀)

ELSEIF B<A<0，                (区域12)

θ＝2π-asin((V₀-A)/U₀)

在实际应用中，反正弦函数(asin)以查表来完成。通过(1)、(2)式，可用A、B、C三相信号的瞬间取样值来获得它们的平均偏移(offset)及大小。现有技术中sin、cos两相信号利用atan来解决信号大小变化的问题，但是偏移无法计算。经过实验的证明，即使在A、B、C三相信号有不同正负方向的偏移时，所得到的差补误差也会比sin、cos两相信号有显著的优越。

对于本发明的三相光学编码器的角度计算装置，同样可以用之前所举的例子来评估谐波对于插补角度的影响：

$A=U_0\sin \theta +\frac{1}{8}\sin 3\theta +\frac{1}{32}\sin 5\theta +\frac{1}{128}\sin 7\theta$

$B=U_0\sin (\theta -\frac{2\pi }{3})+\frac{1}{8}\sin 3(\theta -\frac{2\pi }{3})+\frac{1}{32}\sin 5(\theta -\frac{2\pi }{3})+\frac{1}{128}\sin 7(\theta -\frac{2\pi }{3})$

$B=U_0\sin (\theta -\frac{4\pi }{3})+\frac{1}{8}\sin 3(\theta -\frac{4\pi }{3})+\frac{1}{32}\sin 5(\theta -\frac{4\pi }{3})+\frac{1}{128}\sin 7(\theta -\frac{4\pi }{3})$

利用上述的插补程序，插补角度θ与原来直线角度变化仅有±0.6％的周期性误差，因此可以验证本发明的三相光学编码器的角度计算装置具有较低的误差。

若以一圈有2500刻度的玻璃片转动一圈后，光感测芯片可以产生2500个A、B、C三相相差120°的正弦信号。经过磁滞比较器及三相信号计数器(六倍频)，则转动一圈后会有2500*6脉波。而由上述说明，θ可由查表的技巧获得。如果θ＝sin^-1A的表从0～π/6构建分成90格。那么整个合成的分辨率就可达到2700000ppr。

图4为依据本发明的三相光学编码器的角度计算装置20的方框图。角度计算装置20接收来自编码器12的三相角度信号A、B和C，并计算出旋转角度信号。角度计算装置20包括模拟数字转换器22以将来自编码器12的三相模拟信号A、B、C(即sin(x)，sin(x-2π/3)，sin(x-4π/3))转换成三相数字信号SIN X、SIN Y及SIN Z。角度计算装置20还包括相位数字化单元24及数字计数器26，以利用来自编码器12的三相模拟信号A、B、C(即sin(x)，sin(x-2π/3)，sin(x-4π/3))而得到计数信号。再将上述的三相数字信号SIN X、SIN Y及SIN Z与计数信号N送到数字信号处理器(DSP)28，以得到转子的旋转角度。

上述的计数信号N可以由下列方式产生。

三相编码器信号A、B、C各相差120度，经过相位数字化单元24的比较器之后的信号分别以Ca、Cb、Cc表示，可得如图9A及9B所示的图形。图10A和10B所示，数字计数器26可以采用状态机(state machine)方式进行计数，依据三相编码器的运作，共可得到6种不同的Ca、Cb、Cc状态组合，将此6种状态组合用二进制来编码，再根据状态机的运作方式即可以正确做出三相信号的计数。

参见图10A，状态编码方式说明如下：

当Ca为高电平，Cb为低电平，Cc为低电平，编码为状态1(State1)。

当Ca为低电平，Cb为高电平，Cc为低电平，编码为状态2(State2)。

当Ca为高电平，Cb为高电平，Cc为低电平，编码为状态3(State3)。

当Ca为低电平，Cb为低电平，Cc为高电平，编码为状态4(State4)。

当Ca为高电平，Cb为低电平，Cc为高电平，编码为状态5(State5)。

当Ca为低电平，Cb为高电平，Cc为高电平，编码为状态6(State6)。

参见图10B，对状态机的运作进行如下说明：

假如状态机的当前状态为状态5(Ca为高电平，Cb为低电平，Cc为高电平)，编码器往正方向运动，当接收到编码器的输入状态为状态1(Ca为高电平，Cb为低电平，Cc为低电平)的状态时，此时计数器值往上增加一，状态机的当前状态也由状态5变成状态1。

倘若状态机的当前状态为状态5(Ca为高电平，Cb为低电平，Cc为高电平)，编码器往负方向运动，当接收到编码器的输入状态为状态4(Ca为低电平，Cb为低电平，Cc为高电平)的状态时，此时计数器值往下递减一，状态机的当前状态也由状态5变成状态4。

假若状态机的初始状态在状态5，当接收到编码器的输入状态并非状态1或状态4时，代表有干扰信号进入，此时计数器值不做任何增加或递减，状态机的状态也维持在原状态状态5不变动。

图11示出了另一种三相信号计数的方式，其是将Ca、Cb、Cc信号转变成脉冲序列与方向信号。编码器运动时，编码器的各相输入信号(Ca、Cb、Cc)一有状态变化时，就产生脉冲。当正转方向的脉冲产生时，方向信号重置为低电平；反转方向的脉冲产生时，方向信号设定为高电平。计数器即可根据脉冲序列与方向信号来处理计数值的递增或递减。

本发明的三相光学编码器的角度计算装置及角度计算方法的优点可以综述如下：

1)对原始信号的非正弦度具有强健性；

2)比现有技术有更优秀的插补线性度、更低的插补误差；

3)可提高整体分辨率。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此即限制本发明的专利范围，凡是在本发明特征范围内所作的其它等效变化或修饰，均应包括在本发明的专利范围内。