运用多分辨率电流源和灵活数据编码方案的电子耳蜗

摘要

本发明是使用了多分辨率电流源和灵活数据编码方案的可编程的电子耳蜗系统。在具体实现中，电流源可以等于或大于2，但是等于或小于N－1，这里的N等于电极数。多分辨率电流源可以引进弥补电流以实现基于知觉的多分辨率，在低电流幅度时用高分辨率而在高电流时用低分辨率。灵活的数据编码方案可以产生任意的波形，比如说相位极性，相位长度和伪模拟波形，同时产生高速和高时间分辨精度刺激。在具体实现中，两个电流源可以支持同时和非同时刺激，也可以产生单极，双极，伪三极和三极电极模式。

说明书

技术领域

发明是关于运用了多分辨率电流源和数据编码方案的可移植听觉神经替代系统。

背景技术

电子耳蜗是可以帮助耳聋的或者有严重听力损害的人们的电子医疗装置。它通常包括：外置信号处理器，传输线圈，有接收线圈的可植入部分，密封电路和电极阵列。更具体地说，这些系统包含有一个麦克风，用于接收声音并把它们转化成相应的电信号。电信号然后被处理后，生成相应一系列由植入的电极送到内耳的刺激脉冲，送到已植入内耳的电极上，从而刺激植入电极使被移植者感应到相应的周围环境声音。

一套典型的电子耳蜗由外部系统和内部系统组成。外部系统通常包括麦克风，语音处理器和无线电频率传输器，而内部系统包括植入的接收器，密封的译码器和一列植入电极。但是，现在有许多的不同设计。但是不管细节的构造如何，所有的电子耳蜗都有一个基本的前提，那就是用麦克风去探测周围的声音并将其转化为电信号代码。最后根据语音处理器几套可能策略的中的一套，将已转化的信号再处理。

电子耳蜗一个很基本的的设计考虑是关于电流源的设计。在这方面，现在主要应用的有两种电流源设计。第一种是所有的N个电极使用一个电流源，而第二种是每一个电极使用一个独立的电流源。有一些产品为了更多的灵活性甚至使用2N个电流源给N个电极供电。每一种方案都有自己的优点和缺点。例如，对于所有电极使用一个电流源的方案，其电流源的尺寸，复杂性和能源损耗比较低都能接受。但是一个电流源却限制了刺激的模式，比如说同时刺激，电流操纵，多极刺激策略都不支持。对于N或2N个电流源支持N个电极的电流源设计，在牺牲了尺寸，简单性和能源的同时却可以实现更多的刺激灵活性和功能性。

电流分辨率是电源设计，特别是在低刺激水平时电流源设计的一个重要因素。对于电子耳蜗用户来说，电流变化对于电流的比率(ΔI/I)比电流变化(ΔI)更重要。传统的线性电流源步长运用一个常数(ΔI)。因此在低刺激水平，I值小而ΔI/I比较大。为了降低ΔI/I，增加电流幅度位数是一个解决方案。然而，这就增加了内部电路电流源的数量从而降低刺激频率(8位需要256个单位电流源，10位需要1024个单位电流源)。当刺激电流水平接近最舒服响度(MCL)时或I值大时，ΔI/I通常非常小并且浪费了分辨率的空间。因此，一套可以提供平衡的复杂性和功能性的方案的改进的电子耳蜗是很需要的。

发明内容

本发明所记载和声明的，是运用多分辨率电流源和数据编码方案的可编程的电子耳蜗。本发明的一个具体方面是，使用多路切换技术电流源刺激移植在人的内耳的电极，并且使用命令帧的刺激模式设置的方法，并在紧接命令帧的数据帧中编码刺激较多数电极的刺激数据，包括电极的地址信息，相位极性信息和幅度信息。这项技术更包括了根据刺激数据产生刺激脉冲，根据刺激模式选择一个或多个电流源和根据刺激数据将刺激脉冲传送给电极。

这项发明的其它方面，特点和技术通过下面详细的阐述将会浅显易懂。

附图说明

图1是使用了两个电流源的电子耳蜗的一种具体实现办法的框架图。

图2A是支持两个电流源的数据编码格式的具体实现办法。

图2B用脉冲宽度调制位编码中自定时方案的具体实现办法。

图3描绘此发明由数据编码方案的一种具体实现方案支持的刺激模式。

图4A-4C描绘对于各种刺激模式开关网络的具体实现方法。

图5A-5F描绘基于发明原理的中各种刺激模式的命令帧和数据帧的具体实现办法。

图6A-6B描绘基于发明具体实现办法的任意波形产生器。

图7阐明非线性步长电流源的具体实现办法。

图8说明参考电流的选择和弥补电流控制电路的具体实现办法。

图9A-9C阐明此发明中运用的各种连续交叉取样策略的具体实现办法。

具体实施方式

这里所记载和声明的是运用多分辨率电流源和灵活的数据编码方案的可编程的电子耳蜗系统。在我们的具体实现中，系统可以支持同时或间歇刺激，还可以支持单极，双极，伪三极和三极电极刺激方案。

这项发明是有2到N-1个电流源支持N个电极的电子耳蜗。在我们具体实现中，幅度的位数和电流分辨率在低电流水平时是平衡的。通过引入一个由两位范围信息来控制三个电流源状态的弥补电路，四位范围信息电流源可以实现四种电流分辨率(I，2I，4I和8I)，I是最小的参考电流。和传统单个范围电流源比较，这种具体实现方案在低电流水平时将电流分辨率提高了四倍。在另外一种实现方案，本发明提供了高分辨率而且不会在不同的范围造成分辨率空间重叠。

本发明的另外一个重要方面是可以支持前述的2到N-1个电流源设计的高灵活度数据编码方案。每一个电流源的信息可以被模块化，或者很方便从一个数据帧中添加或删除。在每一模块中，电流刺激的相位、极性、幅度、刺激电极和相位宽度都可以针对每一个电流源单独设定。因此，灵活的刺激模式，刺激策略，随意的相位极性，随意的刺激波形，灵活的相位宽度和相位间歇都可以被支持。在一个具体实现中，相位宽度的范围可以从1微秒到1024微秒。同样，相位间歇也可以从0微秒到31微秒。在我们的具体实现中，相位宽度和相位间歇的分辨率基本上可以达到1微秒。最后，如果一个特别指令中指定的只有一个相位宽度的话，我们可以实现高频率刺激模式。一个电流源可以产生31-kHz的整体刺激频率而两个电流源可以产生62-kHz的的整体刺激频率。

植入电路的时钟控制，可能是使电流刺激器正常工作的一个重要因素。一种解决方法是在植入的电路中加一个局部时钟，这样往往在增加了电流消耗的同时降低了电路的可靠性。更严重的是，时钟的任何小问题均可导致内部电路和电流刺激器不可预见的错误。同时，实现外部时钟和内部时钟间的同步非常困难。为了达到两个时钟间可靠的同步，通常植入电路需要一个复杂而且非常耗电的锁相电位锁紧回路。因此，本发明的另一个方面是从外界提供时钟，从而避免使用内部时钟或锁相电位锁紧回路。这个部分将在下面有更详细的描述，精细的位编码使得信号水平在每个数据位的开始就改变，这样的数据编码能给植入电路在提供能量和数据的同时提供时间信息。

图1描述了包括了上述一项或所有发明的电子耳蜗的具体实现。如图所示，电子耳蜗100包含一个连接了整流器/LPF电流源110的变压器105，和一个处理电路115。在一个具体实现中，电流源110本身与处理电路115在电路上是相连的。

图1的处理电路115包括两个电流源(120₁和120₂)，额外的电流源可以类似的加到电路里。如图所示，电流源120₁和120₂每一个都连接到相应的多路器125₁和125₂。因此，多路器125₁和125₂可以根据相应的刺激模式给多个电极130提供电信号。图一虽然只有24个电极，电子耳蜗100可以非常容易的增加或减少电极。

处理电路115包括一个解译引入数据的数据解码器135，一个探测引入数据的模式的模式探测器140。如图1所示，一旦数据被解码而且模式被探测到，数据分配器145就可以用这些信息去控制电流源120₁和120₂，时钟控制器150和电极选择器155。如图所示，时钟控制器150和电极选择器155可以用来控制一个或所有的电流源120₁和120₂去有选择地刺激一个或者多个电极130。此外处理电路115包括一个电压取样器160和向后的数据编码器165，它们用于传输电极阻抗，电场电压，内置接收线圈的电流，数据解码状态和激发的神经活动信息。这里需要说明的是除了电极列130，电子耳蜗100的其它部分可能包括一个不一定会被移植在皮肤内或内耳的外围部分。

图1中的电子耳蜗因为包含上述的两个电流源和高度灵活的数据编码方案，各种各样的刺激模式和策略可以被实现。如果只使用一个电流源，则只有标准的单极或双极CIS刺激脉冲可以被产生。通过同时使用两个电极(例如电流源120₁和120₂)，传统的不相重叠的CIS，重叠的CIS(虚拟频道)，甚至交互单相的CIS可以被实现。

图2A描绘的是一个含有50位数据的数据帧的具体实现办法。在所描述的实现中，个体位包括：

1-2位：            2位，数据帧的开端

3-7位：            5位，电流源1的电极信息，名为脉冲1

8位：                1位，脉冲1第一个相位的符号，“0”负，“1”

9位：                1位，脉冲1第二个相位的符号，“0”负，“1”

10-17位：            8位，脉冲1的幅值

18位：               1位，脉冲的奇偶检查，3-17位

19-23位：            5位，电流源2的下一个脉冲的电极信息，名为脉冲2

24位：               1位，脉冲2第一个相位的符号，“0”负，“1”

25位：               1位，脉冲2第二个相位的符号，“0”负，“1”

26-33位：            8位，脉冲2的.幅值.

34位：               1位，脉冲的奇偶检查，19-33位.

35-44位：            10位，相位宽度。

45-49位：            5位，相位间隙。

50位：               1位，脉冲的奇偶检查，35-49位.

我们提议的数据编码方案的位译码可以用来控制、生成提供内部时钟脉冲生成的时钟控制。这样的话，植入的电路就不需要一个局部时钟。每个数据帧的开端提供了电极和幅度信息后，数据帧(例如，数据帧200)的剩余位可以提供相位宽度和相位间隙信息，还可以提供时钟信号用于控制电流脉冲。相位扩充位能够加在时钟帧之后用于产生长相位脉冲。每个脉冲的开始和结束相位可以被数据帧的起始位同步化。在一个具体实现方法中，每一位可能包括10到15无线频率周期用于提供周期误差的冗余度。本发明中提议的时钟控制的优点是可以让植入电路更可靠和容易实现。

如前面所提，编码方案的具体实现可以支持灵活的2到N-1个电流源对应N个电极。在编码方案的具体实现中，时钟帧200包含16位对应每一个电流源，包括五位的电极地址信息，2位的相位极性信息，8位脉冲幅度信息和一位奇偶检查。这种设计运用了两个或多个电流源的多路技术可以实现单极，双极和伪三极刺激模式。伪三极刺激是指在一个电极的邻近任意一个电极上加负电流生成尖锐的电流场。真正的三极刺激需要从两边同时刺激以削尖电流场。在一些方案中，交互的单相刺激可能造成至少和一般双极刺激一样好的能量消耗。另外，运用三个或更多的电流源可以提供真正的三极刺激。

显而易见的是2个或多个电流源的多路技术可以达到同时刺激或非同时刺激的虚拟频道。这样的话，在一个具体实现中可以产生的虚拟频道总数至少是N+(N-1)，N是电极的数量。

在一些具体实现中，一个脉冲(例如，脉冲1和脉冲2)总在一个数据帧中开始和结束。在电极，幅度和相位极性信息被提供以后，数据帧中的宽度和相位间隙位可以作为当前脉冲时间控制的时钟信号。每一个脉冲的开始和结束可以被数据帧的起始位同步化。

图2B描绘了位编码方案210的具体实现方法，它使用了15个无线频率周期的相位宽度调制。在具体实现中，一个“0”位有五个高电位周期和十个低电位周期。同样，一个“1”位有十个高电位周期和五个低电位周期。多余的周期可以用于容忍至少两个周期错误。表1说明了解码方案的一种实现方法。

表1.解码方案

  错误  高电位周期≤2  “0”  3≤高电位周期≤7“1”8≤高电位周期≤12  错误  高电位周期≥13

在我们的具体实现中，每一位必须以高电位周期开始和以低电位周期结束。这样的话，一位的开始可以和上升边缘联系起来，用于时钟信号去激发植入电路的其它事件。

我们的具体实现发明中的灵活译码方案可以提供高时间分辨率。当相位宽度设成最小的8微秒时，时间分辨率可以达到数据位的一个周期(0.5微秒)。高的时间分辨率可以精确的编译基频(F0)和调频(FM)信息。

刺激模式

图3描绘了我们发明的具体实现方法所支持的一些刺激模式的例子。值得特别注意的是由植入电极配置310所支持的单极刺激。另外，图3进一步的展现了由植入电极配置320所支持的双极刺激，由植入电极配置330所支持的伪三极刺激和由植入电极配置340所支持的三极刺激。由此类推，我们的发明的具体实现可以针对各种各样的刺激模式提供灵活的编码方案

图4A-4C描绘了和发明原则一致的针对各种各样的刺激模式的示范性的开关网络。如图所示，我们发明的灵活的编码方案可以在提供任意波形(包括交替的或连续的单相脉冲)输出的同时达到高能量传输效率和编码效率。在这方面，图4A描绘了一个含有第一个电流源410和第二个电流源420的开关网络400。这个开关网络电力的连接到所有的电极430₁-430_n。当开关网络400中一个或多个开关被闭合以后，电压V_DD可以用来刺激一个或所有的电极430₁-430_n。

图4B说明了如何用包含第一个电流源410和第二个电流源420的开关网络400来实现双极刺激所有的电极430₁-430_n。如图所示，为了三极刺激，开关435，，440，445和450都被关闭。以此类推，本发明能够实现众多的其它开关排列。

图4C描绘了如何用包含第一个电流源410和第二个电流源420的开关网络400来实现三极刺激所有的电极430₁-430_n。如图所示，除了关闭开关435和440外，开关455和460也被关闭。另外，开关445和450为了实现三极刺激而都被打开。如图4C所示，本发明可以使用众多的其它开关排列。

在具体的实现中，刺激模式应该在命令帧中而不是数据帧中被设定。如前面所述，刺激模式包括单极，双极，伪三极和三极模式。

双极刺激可以通过使用一个电流源在不同的电极间交替刺激产生，也可以通过两个电流源分别单极刺激产生。图5A就是一个具体例子，命令帧500使用一个电流源在一个电极上(电极阵列130中的一个)产生双极刺激。同样道理，相似的数据帧510也被列在图5A中。

为了提供另一个双极刺激的例子，图5B描绘了相似的对于一个电极的命令帧520和数据帧530，但是不同的是这里运用了两个电流源(例如：电流源120₁和电流源120₂)。在具体实现中，两个电流源的极性相反以消减两个电极之外的电流场。

对于单极刺激模式，图5C描绘了使用一个电流源的命令帧和数据帧的具体实现方法。

对于伪三极刺激模式，图5D描绘了使用一个电流源的命令帧和数据帧的具体实现方法。在图5D的伪三极刺激模式中，只使用一个电流源而且回流的两个电极接地。

图5E描绘了三极刺激模式的相似的命令帧和数据帧的具体实现方法。如图所示，三极刺激模式使用两个电流源而且每一个回流电极消耗总电流的一半。

图5F描绘了高频率刺激的具体实现方法，这种方法使用高频率模式命令和高频率模式数据帧595来实现。刺激模式，脉冲宽度，间隙长度和电流源信息可以在刺激之前被传输。在我们具体实现中，每个周期只有电极信息，脉冲极性和幅度能被更新。一旦18位信息被传输和译解后就可以开始刺激。一个电流源可以达到31-kHz的总刺激频率，而两个电流源可以达到62-kHz的总刺激频率。

任意波形的生成

图6A-6B描绘了本发明中由灵活相位极性产生任意波形600的具体实现方法。如图所示，每一个脉冲包括两个相位以形成双相位周期。一个正弦波610周期的总电荷可能是0，意味总电荷守恒。然而，不像传统的电子耳蜗，每一个脉冲的两个相位的极性都可以被任意分配。也不像传统的电子耳蜗，我们的设计可以提供交互相位脉冲(负-正，正-负)，单片电路相位脉冲(负-负，正-正)。这项特点可以产生伪模拟波形刺激。这种刺激每一个脉冲的双相位不一定是电荷平衡的，但是累积长期电荷在整个正弦周期610是平衡的。在一种具体实现中，这种特点用以前所述的针对两个独立相位的两极性位来激活。值得注意的是正弦波610可以长也可以短。例如在一套具体实现中正弦波610大约是1000微秒，而双相位周期630大约是50微秒。显而易见，正弦波610和周期630可以被分配不同值。

图6B描绘了图6A中双相位周期620的扩大图。如图所示，周期620包含两个相同极性的第一个相位640和第二个电位650，这样整个周期的电荷守恒。另一个周期可以设计成含有两个同幅度但是相反极性的两个脉冲。在一些具体实现中，这种灵活的编码方式可以产生单相位和三相位波形，从而提供比双极刺激更低刺激阈值和有可能更集中电流场的优点。长电池寿命和有可能更好性能也可以被实现。

策略实现方法

在实现可编码电流源的实践中主要有两种常规途径。第一种现在已经过时的途径是控制门电压以得到不同的回路电流。因为V_GS-I_DS的非线性关系在晶体管中有很大的差别，所以这种应用在第一代电子耳蜗产品中的方法需要对每一个电流源都校准。

第二种电流源设计的途径是用固定位值电流源的线性组合去达到需要的电流值。通常，一组高精度固定值的电流源被用于产生输出电流值。大多数的电子耳蜗产品都使用这种电流源方案。

这种电流源方案为了达到高刺激精确度，需要一个在电流范围[I_min，I_max]中的电流增量的小步尺寸ΔI。因此，为了得到小步尺寸需要更多的电流幅度位数B，如下所示：

$>\mathrm{\Delta I}=\frac{I_{\max }-I_{\min }}{2^B}$>

然而，更多的电流幅度位数B通常意味着更多的单位电流源。例如，B＝8需要255单位电流源，而B＝10需要1023单位电流源.对于一个集成电路实现，有太多的电流源不是太理想，因为需要更多的芯片空间造成寄生效应。

电流源实现方法

以B＝8，I_min＝0，I_max＝2mA，256个步长是8微安的电流源为例。对于在阈值水平T附近的小电流刺激，这个步长可能太大而使真正的T值可能位于两个电流步长之间。对于在最舒服水平附近的大电流刺激，这个步长可能太小而不同的电流级别对患者没有差别，因此浪费有限的电流级别。因此，理想的方法是在达到精确T水平前使用小步长，在高电流水平时用大步长去产生足够的感知变化。

图7描绘了电流源控制方案700的具体实现方案。在具体实现中，电流源控制方案700支持对不同电流分辨率710₁-710_n，I，2I，4I，8I，16I和32I的非线性步长，这里I是最小的参考电流。如图2所示，幅度可以用6位来编码，而范围可以用2位来编码。在具体实现中，可以引入一个弥补电路。通过一个非限制性的例子，方案700包括电流源720₁-720_n来提供弥补电路，这个电路的状态可以被两位范围信息来控制。

图8描绘了对参考电流和弥补电路选择的控制电路800的具体实现方案。特别的是，参考电流选择器810通过编码2位范围来选择四种可能的参考电流(例如，2微安，4微安，8微安和16微安)。如图7所示根据在电流源720₁-720_n中选择，上述信息可以用来控制弥补电流源820。另外，电流源810可以进一步配置6位幅度信息来控制6位电流数字-模拟转换器(DAC)830。在具体实现中，6位电流数字-模拟转换器可以用同样的参考电流I，这样的话就仅需要一个参考电流产生器。下面的表2描绘了控制电路800的位控制值的例子。

表2.控制电路800的位控制值

  范围位  参考电流  弥补电流  最小电流  最大电流t  00  2微安  (0+0+0)*2＝0微安  0微安  0+(2⁶-1)*2＝126微安  01  4微安  (32+0+0)*4＝128微安  128微安  128+(2⁶-1)*4＝380微安  10  8微安  (32+16+0)*8＝384微安  384微安  384+(2⁶-1)*8＝888微安  11  16微安  (32+16+8)*16＝896微安  896微安  896+(2⁶-1)*16＝1904微安

以上表2说明在小电流范围(例如，0-126微安)时电流步长是2微安。在大电流范围(例如，896-1904微安)时电流步长是16微安。在所描绘的具体实现中，电流源使用8位编码幅度和6位DAC去实现10位DAC的小步长。和8位DAC比较，6位DAC节约了53％的单位电流源。和10位DAC比较，6位DAC节约了88％的单位电流源。

在具体实现中，8位256步非线性步长的幅度控制可以提供以下一项或所有项。

电流精度从8微安提高到2微安。

同样8位幅度位，而不是10位。

使用6位DAC，而不是10位DAC。

设置范围时不需要命令帧。

单位电流源的总数从255(8位DAC)或1023(10位DAC)降到119。

图9A-9C描绘了本发明CIS策略的不同实现方法。例如，图9A表现的是单极而且不相重叠的CIS策略。如图所示对于两个电流源，在命令帧905之后，数据帧910每个24个可能的频道都会被接收到。在具体实现中，数据帧910可根据图2中的具体实现而配置。另外，24个可能频道中的每一个都可以对单个电极刺激时反应(例如，图1中的电极130)

图9A还描述了在延迟915使用了第一个电流源(CS1)或第二个电流源(CS2)之后，频道1的数据帧通过解码去产生频道1的相应刺激脉冲。

同样如图9A所示，频道2的数据帧通过解码去产生频道2的相应刺激脉冲。应该注意的是在图9A所示的单极而且不相重叠的CIS策略中，频道1-频道24的脉冲都不重叠。更重要的是，图9A中的每一个脉冲包括一个编入相应的数据帧的幅度值，这个值可以用任何一个电流源产生。

图9B描绘了重叠的CIS策略925的具体实现方法。像图9A的具体实现方法，对于24个可能频道940中的每一个，命令帧930后紧接着数据帧910，并且每一个都可以在单个电极刺激时反应(例如，图1中的电极130)。然而，不像非重叠CIS策略900，重叠策略935中的每一个数据帧935可以包括两个频道的刺激数据，例如，频道1和频道13，频道2和频道14，频道3和频道15等。因此，数据帧可以用cs1编码刺激频道1的脉冲，同样用cs2编码刺激频道13的脉冲。除此以外像图9B所示，这些脉冲可能互相重叠。像图9A中具体实现一样，图9B中包括一个由解码过程产生的延迟945。

图9C说明了CIS950的另一种具体实现，在这种方案中，两个电流源交替使用以实现同时刺激或非同时刺激虚拟频道。在这种具体实现中，虚拟频道的总数可以达到N+(N-1)，这里N等于电极数。在另一种实现中，如果操纵两个邻近电极上的电流幅度，我们可以得到更多的虚拟频道。

虽然以上仅描述了关于本说明的多种具体实现方法，但是本发明也能够很容易被改良。这项申请意在包含与本发明原则有关的的任何变化，使用或改进，以及在本发明所属领域采用已知的或惯例的实践对本发明的变形。