脉冲宽度调制逆变器的电流调节器的抗积分饱和控制

摘要

脉冲宽度调制逆变器的电流调节器的抗积分饱和控制。一种电学逆变器的控制架构，包括实现为圆形电压限制器的命令限制器。该命令限制器包括耦合到例如同步坐标系电流调节器的命令源的笛卡尔坐标至极坐标转换器。该笛卡尔坐标至极坐标转换器提供d－q命令电压的幅值和相位分量。该命令限制器还包括：幅值限制器，将该幅值分量限制在该逆变器的最大基波电压分量；以及极坐标至笛卡尔坐标转换器，将该受限幅值分量和该相位分量转换成调整的d－q命令电压。

说明书

技术领域

本发明的实施例一般而言涉及用于电动机的控制器，更具体而言涉及适用于电动机的脉冲宽度调制逆变器的电流调节器的抗积分饱和(anti-windup)控制方案。

背景技术

例如可以用于电力或混合车辆的电力牵引驱动，需要使用高电压以在有限的体积和重量内尽可能高效地产生扭矩。对于这种高电压应用，电力驱动系统可以使用用于脉冲宽度调制(PWM)的过调制处理器来工作，该过调制处理器包括六阶梯(six-step)模式(下述)。图1为用于多相AC电动机102的已知电流调节器和控制架构100的示意图。

架构100包括在连接布置106上驱动AC电动机102的PWM逆变器104，该连接布置106可包括任意数目的连接线。连接布置106所提供的连接的数目是由AC电动机102中使用的相位的数目决定。例如，三相位AC电动机102将具有三个连接线。连接布置106可包括或者被耦合到电流传感器108，电流传感器108的数目也由AC电动机102中使用的相位的数目决定。电流传感器108的输出利用连接线112耦合到变换处理器110。连接线112的数目仍由AC电动机102中使用的相位的数目决定，在该例子中为3。

当在与AC电动机102的定子同步的参考坐标系即静止坐标系中观察时，由电流传感器108测量的三相电流(i_as、i_bs和i_cs)通常承载正弦电流波形。在变换处理器110中，这些三相电流利用下述方程(1)变换成同步的d-q坐标系：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ds}}^r\\ i_{\mathrm{qs}}^r\end{array}\right)=T\left({\theta }_r\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{as}}\\ i_{\mathrm{bs}}\\ i_{\mathrm{cs}}\end{array}\right)=\frac{2}{3}\left(\begin{array}{ccc}\cos \left({\theta }_r\right)& \cos ({\theta }_r-\frac{2}{3}\pi )& \cos ({\theta }_r+\frac{2}{3}\pi )\\ -\sin \left({\theta }_r\right)& -\sin ({\theta }_r-\frac{2}{3}\pi )& -\sin ({\theta }_r+\frac{2}{3}\pi )\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{as}}\\ i_{\mathrm{bs}}\\ i_{\mathrm{cs}}\end{array}\right)---\left(1\right)$

在方程(1)，转子角度θ_r为根据机械转子位置和电动机极数(motorpole number)计算得到的电学转子位置。转子角度θ_r由传感器(未示出)测量。在笛卡尔坐标系中，d-q参考坐标系与电学转子位置θ_r的旋转同步。

如此处使用，下标和上标的含义如下。

下标a、b和c：相位a、b和c的量

下标d和q：d-q坐标系内的量

下标s：定子绕线的量

上标s：静止坐标系内的量

上标r：旋转(同步)坐标系内的量

上标*：命令(command)的量

当信号通过同步坐标系电流调节器114并通过命令电压限制器116/118被处理时，信号使用d-q坐标系，且处理的信号在旋转变换处理器120内再次变换到定子参考坐标系。

变换处理器110的输出为测量的d-q电流i_ds^r和i_qs^r，如图1所示。所测量的d-q电流(i_ds^r和i_qs^r)耦合到同步坐标系电流调节器114。具体而言，测量的d电流(i_ds^r)耦合到d比例积分(PI)调节器122，且测量的q电流(i_qs^r)耦合到q PI调节器124。此外，命令的d-q电流(和)从更高水平控制器(例如，扭矩或速度控制器)通过各个连接线126/128耦合到相应d和q PI调节器122/124。从相应命令电压限制器116/118输出的箝位电压命令(和)被反馈到相应的d和q PI调节器122/124。

前馈电压(V_{ds_FF}^r和V_{qs_FF}^r)通过相应连接线130/132提供到相应d和q PI调节器122/124。通常是由电流控制器、速度控制器或者扭矩控制器基于电动机速度、电动机参数以及电动机汲取的电流来提供这些前馈电压。d和q PI调节器122/124的命令输出电压耦合到命令电压限制器116/118，如下文结合图3所讨论。

从命令电压限制器116/118输出的箝位电压命令(和)耦合到旋转变换处理器120，以按下述方程将同步坐标系内的电压变换为静止坐标系内的电压，其中该命令电压在该静止坐标系内旋转：

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ds}\_\mathrm{out}}^{s*}\\ v_{\mathrm{qs}\_\mathrm{out}}^{s*}\end{array}\right)=R\left({\theta }_r\right)\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ds}\_\mathrm{out}}^{r*}\\ v_{\mathrm{qs}\_\mathrm{out}}^{r*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \left({\theta }_r\right)& -\sin \left({\theta }_r\right)\\ \sin \left({\theta }_r\right)& \cos \left({\theta }_r\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ds}\_\mathrm{out}}^{r*}\\ v_{\mathrm{qs}\_\mathrm{out}}^{r*}\end{array}\right)---\left(2\right)$

旋转变换处理器120的d和q输出耦合到过调制处理器134(该处理器包括六阶梯模式)。在静止参考坐标系内旋转的旋转电压命令(和)由过调制处理器134处理。如果命令电压(和)的幅值小于则该电压不被过调制处理器134调整，其中该为线性空间矢量PWM的最大电压。如果幅值大于由于逆变器的物理限制，该逆变器无法实现该电压的命令相位和幅值。这种情况下，过调制处理器134将箝位输出电压的相位和/或幅值调整为调整电压(和)，其基波分量幅值和相位与稳态下的命令电压(和)的幅值和相位相匹配。当电压幅值大于时，PWM逆变器104由于其物理限制而无法合成该命令电压的瞬时相位和幅值。然而，由于过调制处理的作用，PWM输出电压的基波分量将与命令电压相同。存在许多种过调制方法，这些过调制方法实现了命令电压的基波分量直至六阶梯PWM。

过调制处理器134的输出耦合到逆变换处理器136。逆变换处理器136将旋转电压命令的静止坐标系表示从过调制处理器134如下所述地转换为电压命令的三相位正弦表示。

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{as}}^{*}\\ v_{\mathrm{bs}}^{*}\\ v_{\mathrm{cs}}^{*}\end{array}\right)=T{\left(0\right)}^{-1}\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ds}\_\mathrm{ov}}^{s*}\\ v_{\mathrm{qs}\_\mathrm{ov}}^{s*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& +\frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ds}\_\mathrm{ov}}^{s*}\\ v_{\mathrm{qs}\_\mathrm{ov}}^{s*}\end{array}\right)---\left(3\right)$

逆变换处理器136的输出耦合到PWM逆变器104，PWM逆变器104驱动AC电动机102。

图2描述d轴PI调节器122的示例。q轴PI调节器124按相同方式工作。在图2，PI调节器122包括四个求和点(参考数字152、154、156和158)、三个乘法器常数(参考数字162、164和166)以及积分器168。求和点152形成d轴电流误差(i_{ds_err}^r)，其为命令d电流()和测量d电流(i_ds^r)之间的差值。来自求和点152差值输出的d轴电流误差(i_{ds_err}^r)在166乘以比例增益常数(K_pd)，且倍乘值为在求和点156被求和的三个值之一。从求和点156输出的电压命令()将使电流误差(i_{ds_err}^r)最小化，并被输入到命令电压限制器116。在图1中示出的命令电压限制器116的d轴输出在求和点158减去电压命令()。求和点158的电压差值输出在元件162乘以抗积分饱和增益(K_ad)，且倍乘值在求和点154减去d轴电流误差(i_{ds_err}^r)。求和点154的差值输出在元件164乘以积分增益(K_id)，倍乘值被积分器168积分，且积分器168的积分值输出为在求和点156被求和的三个值中的另一个。电流调节器的输出(即，积分器168的积分值输出，以及在元件166被比例增益常数(K_pd)缩放的求和点152的输出)在求和点156加到前馈电压(V_{qs_FF}^r)以产生电压命令()。

图3为命令电压限制器116/118的示意图。在图3，命令电压限制器116/118为两个分离但相同的电压限制器，用于限制相应的输入电压(和)。每个限制器116/118的命令电压输出(和)被分别限制在±V_dMAX^r之间和±V_qMAX^r之间。

在已知系统中，当逆变器使用在线性PWM范围之外的过调制处理器工作时，如上所述，电流调制性能退化。这种退化是因此，电流调节器的瞬时输出电压被过调制处理器调整为约束在逆变器的物理限制之内。当这种电压约束导致电流误差时，PI调节器的积分器饱和，且这种饱和产生大的过冲或下冲。这称为PI调节器的积分饱和现象。抗积分饱和控制的作用是防止电压箝位过程中的积分饱和现象。当输出电压频繁被箝位时，为了防止PI调节器的积分饱和并维持电流控制性能，这种抗积分饱和控制是非常重要的。

发明内容

此处所述的方法和技术提供了一种驱动AC电动机的脉冲宽度调制逆变器的同步坐标系电流调节器的抗积分饱和处理。该抗积分饱和处理结合圆形电压限制器来实施，该圆形电压限制器将命令电压d-q坐标系的电压幅值分量限制在该逆变器的最大基波电压。

一个实施例包括电动机控制器的控制架构。该控制架构包括：笛卡尔坐标至极坐标转换器，配置成接收同步坐标系d轴命令电压()和同步坐标系q轴命令电压()，并配置成响应于及来提供幅值坐标和相坐标；幅值限制器，配置成处理该幅值坐标以在该幅值坐标超过阈值时产生受限幅值，并提供该幅值坐标或该受限幅值作为输出幅值；以及极坐标至笛卡尔坐标转换器，配置成处理该输出幅值和该相坐标，并基于该输出幅值和该相坐标产生箝位同步坐标系d轴命令电压()和箝位同步坐标系q轴命令电压()。

另一实施例执行电动机的逆变器的命令控制方法。该方法包括：获得与该逆变器的命令条件相对应的同步坐标系d轴命令电压()和同步坐标系q轴命令电压()；响应于和应用圆形电压极限，该圆形电压极限代表该逆变器的最大基波电压；如果和的基波电压分量超过该逆变器的该最大基波电压，执行抗积分饱和控制；以及如果和的基波电压分量不超过该逆变器的该最大基波电压，忽略瞬时电压饱和。

另一实施例涉及电动机的逆变器的控制架构。该控制架构包括变换处理器，配置成从该逆变器的多相电流产生同步d-q坐标系；以及同步坐标系电流调节器，耦合到该变换处理器，该同步坐标系电流调节器配置成从该同步d-q坐标系并响应于该逆变器的命令条件而产生第一命令电压()和第二命令电压()。该控制架构还包括耦合到该同步坐标系电流调节器的圆形电压限制器。该圆形电压限制器配置成：处理和限制和的电压幅值分量，使得该电压幅值分量不超过该逆变器的最大基波电压；以及产生第一箝位命令电压()和第二箝位命令电压()作为输出。该控制架构还包括抗积分饱和反馈布置，耦合于该圆形电压限制器和该同步坐标系电流调节器之间。

提供此发明内容用于通过简单的形式介绍概念的选择，这些概念在下文的发明详述中被进一步描述。该发明内容并非旨在确定所要求保护的主题的关键特征或基本特征，也非用于辅助确定所要求保护的主题的范围。

附图说明

下面结合附图描述本发明，附图中相同的参考数字表示相同元件。

图1为使用传统命令限制器的已知抗积分饱和架构的示意图；

图2为具有抗积分饱和特征的已知同步坐标系调节器的示意图；

图3为已知命令限制器布置的方框图；

图4为多相AC电动机的电流调节器和控制架构的示意图；

图5为说明适用于图4架构的圆形电压限制器的功能的图示；以及

图6为适用于图4架构的命令限制器的示意图。

具体实施方式

下文的发明详述在本质上纯粹是示例性的，并非旨在限制本发明的应用和用途。此外，不应受在开篇的技术领域、背景技术、发明内容或者下文的具体实施方式中明示或暗示的理论所限制。

本发明的实施例在此通过功能和/或逻辑块分量以及各种处理步骤来描述。应理解，这些块元件可以通过配置成执行特定功能的任意数目的硬件、软件和/或固件元件来实现。例如，本发明实施例可采用例如存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查找表等的各种集成电路元件，这些集成电路元件可以在一个或多个微处理器或其它控制装置的控制下实施各种功能。此外，本领域技术人员将理解，本发明的实施例可以与任意数目的电动机应用结合实施，且此处所述系统仅仅是本发明的一个示例性实施例。

为了简明，此处不详细描述与AC电动机、AC电动机控制方案、以及系统的其它功能方面(及系统的各个操作部件)相关的传统技术。此外，此处包含的各附图中示出的连接线旨在表示各种元件之间的示例性功能关系和/或物理耦合。应注意，本发明的实施例存在许多备选或附加的功能关系或物理连接。

下述说明提到元件或节点或特征是“连接”或“耦合”在一起。如此处所使用，除非另外明确指出，“连接”是指一个元件/节点/特征直接结合到(或者直接与......通信)另一元件/节点/特征，且不一定是机械地连接。类似地，除非另外明确指出，“耦合”是指一个元件/节点/特征直接或间接结合到(或者直接或间接与......通信)另一元件/节点/特征，且不一定是机械地连接。因此，尽管图4所示示意图描述了元件的一种示例性布置，但在本发明的实施例中可存在附加的中间元件、装置、特征或部件。

在瞬态条件期间当短时间内电压被箝位时，传统抗积分饱和系统运行良好，其中在输出电压被箝位时该抗积分饱和系统被瞬时地激励。然而已经发现，当电流控制器工作于最大极限附近时，控制器持续在过调制范围内(包括六阶梯PWM)，且电流调节器的输出电压长时间被该过调制处理器调整和箝位。因此，传统抗积分饱和系统未提供良好的性能。

在下述实施例中，一种新的抗积分饱和处理通过过调制方法来工作，其中这些过调制方法设计成实现命令电压的基波分量。与传统方法相反，该新的抗积分饱和控制技术忽略瞬时电压饱和，只要基波分量被实现即可。仅当基波电压命令超过逆变器的可实现限制时，该抗积分饱和系统才被激励。当电流控制器输出电压的幅值大于时，传统技术与该新的技术之间的差异显著。这种情况下，输出电压被(理论的)六角电压极限所箝位，该六角电压极限为逆变器的物理限制，每个周期的六倍。每次电压被过调制调整时，传统抗积分饱和控制将被激励。抗积分饱和回路的频繁工作使电流调节器的性能退化。然而，只要基波分量由过调制处理器合成且基波电压幅值小于预定值，则所提出的抗积分饱和技术不被激励。

图4为用于多相AC电动机202的电流调节器和控制架构200的示意图。控制架构200合适地配置成控制逆变器204(例如，PWM逆变器)的命令，该逆变器204驱动AC电动机202。实践中，控制架构200可用于耦合到AC电动机202的电动机控制器。控制架构200通常包括但不限于：同步坐标系电流调节器206；圆形电压限制器208，耦合到同步坐标系电流调节器206的输出；旋转变换处理器210，耦合到圆形电压限制器208的输出；过调制处理器212，耦合到旋转变换处理器210的输出；逆变换处理器214，耦合到过调制处理器212的输出；以及变换处理器216，耦合到PWM逆变器204的输出。在本实施例中，PWM逆变器204耦合到变换处理器216的输出，且同步坐标系电流调节器206耦合到变换处理器216的输出。控制架构200可包括一些结合图1所讨论的元件、部件和特征，且这些共同的元件、部件和特征将不在此详细地重复描述。特别地，控制架构200采用圆形电压限制器208代替图1所示的分离的命令电压限制器116/118。再者，圆形电压限制器208输出的箝位命令电压(和)是通过完全不同的处理来产生。

在工作中，变换处理器216接收PWM逆变器204的多相电流(i_as、i_bs和i_cs)，并产生与该多相电流相对应的同步d-q坐标系。变换处理器216输出的该同步d-q坐标系用测量的d轴电流(i_ds^r)和测量的q轴电流(i_qs^r)表示。变换处理器216产生的同步d-q坐标系输出作为同步坐标系电流调节器206的输入，同步坐标系电流调节器206还接收d轴和q轴命令电流(和)作为输入。这些命令电流代表PWM逆变器204的命令条件，且这些命令电流可以实现为同步d-q命令坐标系。在本实施例中，同步坐标系电流调节器206还接收前馈电压(V_{ds_FF}^r和V_{qs_FF}^r)作为输入。

同步坐标系电流调节器206合适地配置成从同步d-q坐标系并响应于PWM逆变器204的命令条件，产生第一命令电压(例如，d轴命令电压)和第二命令电压(例如，q轴命令电压)。就此而言，同步坐标系电流调节器206可用作产生和的命令源。实践中，响应于由变换处理器216输出的d-q电流坐标系并响应于代表PWM逆变器204的期望命令条件的d-q命令坐标系，执行同步坐标系电流调节。如此处更详细所述，同步坐标系电流调节器206也可以被圆形电压限制器208的输出影响；这些输出被反馈到同步坐标系电流调节器206。

圆形电压限制器208从同步坐标系电流调节器206接收和并以合适的方式处理和例如，圆形电压限制器208可以限制电压幅值分量和使得该电压幅值分量不超过PWM逆变器204的最大基波电压。就此而言，圆形电压限制器208可以应用一圆形电压极限，以有效地减小该电压幅值分量使其不超过预定阈值，其中该圆形电压极限代表PWM逆变器204的最大基波电压。在一个实施例中，圆形电压限制器208接近由与三个相位、两个电平的逆变器相关联的切换状态矢量形成的六角形。

除了电压幅值分量之外，和具有相位分量。在一个实施例中，如果电压幅值分量超过PWM逆变器204的最大基波电压，圆形电压限制器208减小该电压幅值分量并维持该相位分量，且如果电压幅值分量不超过PWM逆变器204的最大基波电压，则圆形电压限制器208维持该电压幅值分量及该相位分量。

圆形电压限制器208产生第一箝位命令电压(例如，d轴电压)和第二箝位命令电压(例如，q轴电压)作为输出。如图4所示，这些输出被反馈到同步坐标系电流调节器206。同步坐标系电流调节器206通常可以如上所述地配置，且可以利用图2所示的布置。

参考图2，圆形电压限制器208的输出可以为给控制架构200提供抗积分饱和布置，其中该抗积分饱和布置耦合在圆形电压限制器208和同步坐标系电流调节器206之间(该抗积分饱和布置可以视为同步坐标系电流调节器206的一部分)。对于此示例，求和点158和抗积分饱和增益元件162代表用于d轴处理的抗积分饱和反馈布置部分；等效部分用于q轴处理。该抗积分饱和反馈布置从和导出一个误差信号，并从和导出另一误差信号。例如，求和点158从和产生误差信号作为输出，且该误差信号由抗积分饱和增益元件162处理。在控制架构200中，如果电压幅值分量和超过PWM逆变器204的最大基波电压，则该抗积分饱和反馈布置执行抗积分饱和控制。另一方面，如果这些电压幅值分量不超过PWM逆变器204的最大基波电压，则该抗积分饱和反馈布置忽视或忽略瞬时电压饱和。

耦合到圆形电压限制器208的旋转变换处理器210合适地配置成将旋转并变换成第一静止电压命令(例如，静止d轴命令电压)，并将旋转并变换成第二静止电压命令(例如，静止q轴命令电压)。过调制处理器212从旋转变换处理器210接收和过调制处理器212合适地配置成响应于和来实现和的基波分量。实践中，过调制处理器212可以执行对和的过调制以实现和的基波电压分量，直至PWM逆变器204的最大基波电压。

在一个实施例中，过调制处理器212合适地配置成产生第一调整电压(例如，d轴电压)，该第一调整电压具有幅值及相位与稳态下的幅值及相位匹配的基波分量。此外，过调制处理器212合适地配置成产生第二调整电压(例如，q轴电压)，该第二调整电压具有幅值及相位与稳态下的幅值及相位匹配的基波分量。过调制处理器212通过将受限电压命令保持在六角形矢量空间内，起着维持电动机控制器的电压线性的功能。这些调整d-q电压作为逆变换处理器214的输入。在该实施例中，逆变换处理器214配置成将和转换成多相正弦表示(notation)用于PWM逆变器204。对于此处所述的三相位实施例，逆变换处理器214产生三个命令电压输出V_as^*、V_bs^*和V_cs^*。

图5为示出圆形电压限制器，例如图4的圆形电压限制器208的功能的图示。该图示示意性示出了圆形电压限制器如何用于限制对应于和的该电压幅值分量。图5中的水平轴对应于d轴分量，图5中的垂直轴对应于q轴分量。图5中的圆的半径表示圆形电压限制器所允许的最大电压幅值。如上所述，该最大幅值对应于PWM逆变器的最大基波电压(V_{fund_max})。

虚线箭头300表示超过最大可允许幅值的和的电压幅值分量。这种条件下，圆形电压限制器将该幅值分量减小至一幅值，该幅值不超过该最大可允许幅值。实线箭头302表示受限幅值。对于该示例，该受限幅值302等于最大可允许幅值。如下文更详细所述，圆形电压限制器合适地配置成处理该受限幅值302以产生和

图6为适于与图4所示架构使用的圆形电压限制器400的示意性图示。如图6所示，圆形电压限制器400包括笛卡尔坐标至极坐标转换器402、极坐标范围限制器(幅值限制器)404、以及极坐标至笛卡尔坐标转换器406。最初用笛卡尔坐标d和q表示的同步坐标系电流调节器206的命令输出电压和在转换器402内被转换成极坐标ρ(幅值)和(相位)。接下来，如果需要，仅ρ坐标在限制器404被限制(即，箝位)。限制器的值可以在0至的范围内，其中为六阶梯模式的最大基波分量。如上所述，如果幅值坐标超过该最大阈值，则限制器404产生受限幅值，而且限制器404提供该幅值坐标或者该受限幅值作为输出幅值(例如箝位ρ坐标)。最后，箝位的ρ坐标和未处理的坐标在转换器406内从极坐标再次变换到笛卡尔坐标。实践中，转换器406合适地配置成基于该箝位的ρ坐标和维持的坐标，产生箝位同步坐标系d轴命令电压()和箝位同步坐标系q轴命令电压()。

对于图4所示实施例，笛卡尔坐标至极坐标转换器402耦合到同步坐标系电流调节器206，且极坐标至笛卡尔坐标转换器406耦合到旋转变换处理器210。

参考图4，PWM逆变器204传统地使用物理元件形成，该物理元件典型地包括IBGT开关或者任何合适的等效物。AC电动机202也是物理元件。在本发明实施例中，变换处理器216和逆变换处理器214在软件中实施。实践中，控制架构200可采用读取电流i_as、i_bs和i_cs的硬件接口元件(例如，模拟电路和模数转换器)。类似地，控制架构200可采用逆变换处理器214和PWM逆变器204之间的硬件接口元件(例如，数字电路和计数器)，其中这些元件响应于V_as^*、V_bs^*和V_cs^*产生脉冲序列。图4所示的其它元件包含于处理器中，该处理器是由计算机可执行的软件控制。该处理器执行软件，该软件具有指令(instruction)以控制该处理器执行每个上述功能。尽管每秒10000迭代可视为用于执行所述计算的典型周期速率，但该迭代速率可以大于或小于10000周期每秒。处理器本身可以是微处理器，可以是另一处理器的一部分，或者可以是任何等效物。等效物包括专用集成电路(ASIC)、可编程门阵列(PGA)、配置成执行该功能的离散元件等。

在另一实施例中，一种方法包括将命令从笛卡尔坐标转换到具有幅值和角度的极坐标。该方法还包括将该幅值限制在预定值以提供受限幅值，并将该受限幅值和该角度坐标转换成笛卡尔坐标。

在又一实施例中，处理器可读取介质包括用于处理器的指令，以将命令从笛卡尔坐标转换到具有幅值和角度的极坐标。该处理器可读取介质还包括用于该处理器的指令，以将该幅值限制在预定值并提供受限幅值以及用于该处理器的指令，以将该受限幅值和该角度坐标转换成笛卡尔坐标。

应理解，此处所述的方法和技术可以等同地实施于包括不同类型的同步坐标系电流调节器的控制架构。例如，上述的圆形电压极限和抗积分饱和技术可以用于采用复向量电流调节器的控制架构的情形。

尽管已经在前述详细描述中给出了至少一个实施例，不过应理解，存在大量的变型。还可以理解，该一个或多个示例性实施例仅仅是示例，而不是以任何方式限制本发明的范围、应用性或配置。相反，前述详细描述向本领域技术人员提供了用于实施该一个或多个示例性实施例的方便的路线图。应理解，可以在元件的功能和布置方面进行各种改变，而不背离本发明所附权利要求书及其等同描述所限定的本发明范围。