信道估计的取阈参数的选择

摘要

描述了用于推导高质量信道估计的技术。通过例如对从接收导频获得的初始信道冲激响应估计(CIRE)进行滤波来推导具有多个信道抽头的第一CIRE。基于可涉及信道分布、工作SNR、信道抽头数目等的至少一个准则来选择一阈参数值。通过基于该阈参数值将第一CIRE中的信道抽头中选定的一些置零来推导一第二CIRE。可确定这些信道抽头的平均能量，可基于该平均能量和该阈参数值来推导一阈值，并可将能量低于该阈值的信道抽头置零。存储器可存储对应于不同工作情景的阈参数值，并且可基于当前工作情景来选择一存储的值以供使用。

说明书

I.35 U.S.C.§119下的优先权要求

本发明申请要求2005年2月11日提交、转让给本发明受让人、并被明确地 援引包含于此的题为“SELECTION OF A THRESHOLDING PARAMETER FOR CHANNEL ESTIMATION(信道估计的取阈参数的选择)”的序列号为60/652,236 的临时申请的优先权。

背景

I.领域

本公开一般涉及通信，尤其涉及用于推导通信信道的信道估计的技术。

II.背景

在通信系统中，发射机通常处理(例如，编码、交织、以及码元映射)话务 数据以生成数据码元，数据码元是数据的调制码元。对于相干系统，发射机将导频 码元与数据码元复用，处理复用数据和导频码元以生成射频(RF)信号，并经由 通信信道发送该RF信号。该信道因信道响应使该RF信号畸变，并进一步因噪声 和干扰使该RF信号降级。

接收机接收所发送的RF信号，并处理接收到的RF信号以获得样本。对于相 干数据检测，接收机基于接收到的导频估计通信信道的响应，并推导信道估计。接 收机然后以该信道响应来对这些样本执行数据检测(例如，均衡)以获得数据码元 估计，数据码元估计是对由发射机发送的数据码元的估计。接收机然后处理(例如， 解调、解交织、以及解码)这些数据码元估计以获得经解码的数据。

信道估计的质量对数据检测性能可能具有很大的影响，并且可能影响码元估 计的质量以及经解码数据的正确性。因此本领域中需要在通信系统中推导高质量信 道估计的技术。

概要

本文中对用于推导高质量信道估计的技术进行说明。根据本发明的一个实施 例，记载了一种包括至少一个处理器以及一存储器的装置。这个(些)处理器推导 具有多个信道抽头的第一信道冲激响应估计(CIRE)。这个(些)处理器可基于 接收到的导频来推导若干初始CIRE，并可对这些初始CIRE进行滤波以获得第一 CIRE。这个(些)处理器基于可与信道分布、工作信噪比(SNR)、预期信道延 迟扩展、信道抽头数等相关的至少一个准则来选择一阈参数值。这个(些)处理器 通过基于该阈参数值将该第一CIRE中的各信道抽头中选定的一些置零来推导第二 CIRE。这个(些)处理器可确定这些信道抽头的平均能量，基于该平均能量和该 阈参数值来推导一阈值，并对能量低于该阈值的信道抽头置零。该存储器可存储针 对不同工作场景的阈参数值的表。这个(些)处理器可基于当前工作场景来选择所 存储的阈参数值之一。

根据另一个实施例，提供一种推导具有多个信道抽头的第一CIRE的方法。基 于至少一个准则选择一阈参数值。通过基于该阈参数值将这多个信道抽头中选定的 一些置零来推导第二CIRE。

根据又一个实施例，记载了一种装置，包括用于推导具有多个信道抽头的第 一CIRE的装置、用于基于至少一个准则来选择一阈参数值的装置、以及用于通过 基于该阈参数值将这多个信道抽头中选定的一些置零来推导第二CIRE的装置。

以下对本发明的各个方面及实施例进行更具体的说明。

附图简要说明

图1示出发射机和接收机的框图。

图2示出一种示例性的多层帧结构。

图3示出一种示例性子带结构。

图4图解信道冲激响应估计的取阈。

图5示出接收机处的信道估计器/处理器的框图。

图6示出以取阈来执行信道估计的过程。

具体说明

本文中使用措词“示例性的”来表示“起到示例、实例或说明的作用”。本 文中描述为“示例性”的任何实施例不一定要被解释为优于或胜过其它实施例。

本文中所记载的信道估计技术可用于各种通信系统，诸如码分多址(CDMA) 系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分复用(OFDM) 系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统等等。 CDMA系统可实现一种或多种无线电接入技术(RAT)，诸如宽带CDMA (W-CDMA)、cdma2000等等。cdma2000涵盖IS-2000、IS-856、以及IS-95标准。 TDMA系统可实现诸如全球移动通信系统(GSM)等的RAT。这些不同的RAT 及标准在本领域中是公知的。OFDM系统可以是IEEE 802.11a/g系统、手提数字视 频广播(DVB-H)系统、地面电视广播综合业务数字广播(ISDB-T)系统等等。 OFDMA系统使用OFDM在正交频率子带上的频域中发送调制码元。SC-FDMA系 统在正交频率子带上的时域中发送调制码元。为清楚起见，以下针对具有多个频率 子带的系统来说明这些技术，该系统可以是OFDM、OFDMA或SC-FDMA系统。

图1示出无线通信系统100中的发射机110和接收机150的框图。为简单起 见，发射机110和接收机150各自配备有单个天线。对于下行链路(或前向链路)， 发射机110可以是基站的一部分，而接收机150可以是终端的一部分。对于上行链 路(或反向链路)，发射机110可以是终端的一部分，而接收机150可以是基站的 一部分。基站通常是一固定站，并且还可称为基收发机系统(BTS)、接入点、节 点B、或其它某些术语。终端可以是固定的或移动的，并且可以是无线设备、蜂窝 电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器卡等等。本文中所记载的信道估计 技术既可用于基站也可用于终端。

在发射机110处，发射(TX)数据处理器112处理(例如，编码、交织、以 及码元映射)话务数据并生成数据码元。导频处理器114生成导频码元。如本文中 所使用的，数据码元是数据的调制码元，导频码元是导频的调制码元，调制码元是 一信号星座(例如，对应于PSK或QAM)中的一点的复数值，并且码元一般是复 数值。调制器120将这些数据码元与导频码元复用，对复用数据和导频码元执行调 制(例如，对应于OFDM或SC-FDMA)，并生成发送码元。发射码元可以是OFDM 码元或SC-FDMA码元，并在一个码元周期中被发送。发射机单元(TMTR)132 处理(转换成模拟、放大、滤波、以及上变频)这些发射码元，并生成将经由天线 134发射的RF信号。

在接收机150处，天线152接收来自发射机110的RF信号，并将接收到的信 号提供给接收机单元(RCVR)154。接收机单元154调节(例如，滤波、放大、 下变频、以及数字化)该接收到的信号，并提供输入样本。解调器160对这些输入 样本执行解调(例如，对应于OFDM或SC-FDMA)以获得接收到的码元。解调 器160将接收到的导频码元提供给信道估计器/处理器170，并将接收到的数据码元 提供给数据检测器172。信道估计器/处理器170基于这些接收到的导频码元对发射 机110与接收机150之间的无线信道推导信道估计。数据检测器172以这些信道估 计来对这些接收到的数据码元执行数据检测(例如，均衡或匹配滤波)，并提供数 据码元估计，即对发射机110所发送的数据码元的估计。RX数据处理器180处理 (例如，码元解映射、解交织、以及解码)这些数据码元估计，并提供经解码的数 据。一般而言，接收机150处的处理与发射机110处的处理是互补的。

控制器/处理器140和190分别指挥发射机110和接收机150处的各个处理单 元的操作。存储器142和192分别为发射机110和接收机150存储代码和数据。

图2示出系统100可使用的一示例性多层帧结构200。发射时间线被分成多个 超帧，每一超帧具有预定的持续时间，例如约1秒。每一超帧可包括(1)用于时分 复用(TDM)导频以及额外开销/控制信息的报头字段，以及(2)用于话务数据以及 频分复用(FDM)导频的数据字段。数据字段可被分成多个(O个)大小相等的 外帧，每一外帧可被分成多个(F个)帧，并且每一帧可被分成多个(T个)时隙。 例如，每一超帧可包括4个外帧(O＝4)，每一外帧可包括32帧(F＝32)，并 且每一帧可包括15个时隙(T＝15)。如果每一帧有符合W-CDMA的10毫秒(ms) 的持续时间，则每一时隙有667微秒(μs)的持续时间，每一外帧有320ms的持 续时间，并且每一超帧有约1.28秒的持续时间。超帧、外帧、帧及时隙也可由其 它某个术语来引述。

在一个实施例中，不同的时隙可使用不同的无线电技术。例如，对一些时隙 可使用W-CDMA，并且对其它时隙可使用OFDM。一般而言，该系统可支持诸无 线电技术中的任一种或其任意组合，并且每一时隙可采用一种或多种无线电技术。 用于OFDM的时隙被称为OFDM时隙。OFMD时隙可携带一个或多个(N个) OFDM码元，并可进一步包括一保护期间(GP)。例如，一OFDM时隙可携带三 个OFDM码元以及一保护期间，其中每一OFDM码元具有约210μs的持续时间。

图3示出系统100可使用的示例性子带结构300。该系统具有BW MHz的总 系统带宽，该总系统带宽被分成多个(K个)正交子带。K可以是任意整数值，但 通常是2的幂(例如，128、256、512、1024、依此类推)以简化时间与频率之间 的变换。相邻子带之间的间隔是BW/K MHz。在经频谱整形的系统中，G个子带 不用于传送，而是起到保护子带的作用以允许系统满足频谱波罩要求，其中通常G ＞1。这G个保护子带常常被分布成G_L≈G/2个保护子带处在频带下缘，而G_U≈ G/2个保护子带处在频带上缘。其余的U＝K-G个子带可用于传送并被称为可使 用子带。

为便于信道估计，在可均匀地跨整个系统带宽分布的一组M个子带上传送一 导频。该组中的连续子带可被S个子带间隔开，其中S＝K/M。该组中的子带中的 一些可能在G_L个下保护子带当中，并且将不被用于导频传送，并且该组中其它一 些子带可能在G_U个上保护子带当中，并且也将不被用于导频传送。对于图2中所 示的例子，该组中前Z_L个子带不被用于导频传送，并被称为置零的导频子带；该 组中接下来的P个子带被用于导频传送，并被称为所使用的导频子带，而该组中 最后Z_U个子带是置零的导频子带，其中M＝Z_L+P+Z_U。

在一种示例性设计中，该系统使用具有总计K＝1024个子带、G_L＝68个下保 护子带、G_U＝68个上保护子带、U＝888个可使用子带、M＝128个导频子带、P＝ 111个可使用导频子带、并且每一OFDM码元附加了用于循环前缀的C＝108个码 片的子带结构。这些参数也可使用其它值。

图2示出一种示例性帧结构，而图3示出一种示例性子带结构。本文中所记 载的信道估计技术可对各种帧和子带结构使用。

为清楚起见，在以下说明中使用以下的命名体系。矢量由加粗并带下划线的 文字表示，并带有指示该矢量长度的下标，例如h_M对应于M×1矢量，或H_K对 应于K×1矢量，其中维度中的“×1”是隐含的，并且为清楚起见将其省略。矩 阵由加粗并带下划线的文字表示，并带有指示该矩阵维度的下标，例如，W_M×K对 应于M×K矩阵。时域矢量一般以小写文字表示，例如h_K，而频域矢量一般由大 写文字表示，例如H_K。

发射机110与接收机150之间的无线信道可由时域信道冲激响应h_K或相应的 频域信道频率响应H_K来表征。信道冲激响应与信道频率响应之间的关系可用矩阵 形式表达如下：

H_K＝W_K×K·h_K|，以及                          式(1)

${\underset{‾}{h}}_K={\underset{‾}{W}}_{K\times K}^{-1}·{\underset{‾}{H}}_K,$式(2)

其中h_K是对应于无线信道的冲激响应的K×1矢量，

H_K是对应于无线信道的频率响应的K×1矢量，

W_K×K是一K×K傅立叶矩阵，

${\underset{‾}{W}}_{K\times K}^{-1}=\frac{1}{M}·{\underset{‾}{W}}_{K\times K}^H$是一K×K傅立叶逆矩阵，并且

“H”表示共轭转置。

式(1)指示信道频率响应是信道冲激响应的快速傅立叶变换或离散傅立叶变换 (FFT/DFT)。式(2)指示信道冲激响应是信道频率响应的快速傅立叶逆变换或离 散傅立叶逆变换(IFFT/IDFT)。傅立叶矩阵W_K×K的r行c列中的元可给定如下：

$w_{r,c}=e^{-j2\pi \frac{(r-1)·(c-1)}{K}},$对于r＝1，...，K以及c＝1，...，K。式(3)

式(3)中指数里的“-1”是由于索引r和c始于1而非0。

发射机110在这些可用子带上向接收机500发送数据和导频码元。这些数据 和导频码元可被假定为具有E_s的平均能量，或者说E{|X(k)|²}＝E_c，其中X(k)是 在子带k上发送的码元，并且E{}表示期望值运算。为简单起见，以下说明假定每 一码元是在单位功率下发射的，从而E_s＝1。

接收机150在OFDM码元周期n中获得的接收码元可被表达为：

Y_K(n)＝H_K(n)οX_K(n)+η_K(n)，式(4)

其中X_K(n)是包含这K个子带的发射码元的K×1矢量，

Y_K(n)是包含这K个子带的接收码元的K×1矢量，

η_K(η)是这K个子带的噪声的K×1矢量，以及

“ο”表示逐元的乘积。

X_K(n)的每一条目可以是一数据子带的数据码元、一导频子带的导频码元、或 一未使用子带(例如，一保护子带)的零码元。为简单起见，导频码元可被假定为 具有1+j0的复数值以及$\sqrt{E_S}=1$的幅值。在此情形中，接收到的导频码元仅仅是 H_K(n)中信道增益的有噪版本。

如果如图3中所示导频传送仅使用P个导频子带，则接收机可形成包含对应 于P个所用导频子带的P个接收导频码元、以及对应于这些置零的导频子带的Z_L+ Z_U个零码元的M×1矢量Y_M(n)。矢量Y_M(n)可表达为：

${\underset{‾}{Y}}_M\left(n\right)=\left(\begin{array}{c}{\underset{‾}{0}}_{Z_L}\\ {\underset{‾}{Y}}_P\left(n\right)\\ {\underset{‾}{0}}_{Z_U}\end{array}\right),$式(5)

其中0_ZL和0_ZU是全0矢量，并且

Y_P(n)是对应于这P个所用导频子带的接收导频码元的P×1矢量。

可使用各种技术基于接收到的导频码元来估计信道冲激响应。这些技术包括 最小二乘(LS)技术、最小均方误差(MMSE)技术、稳健MMSE技术、以及迫 零(ZF)技术。

最小二乘信道冲激响应估计(CIRE)h_M^is(n)可推导如下：

${\underset{‾}{h}}_M^{\mathrm{is}}\left(n\right)={\underset{‾}{W}}_{M\times M}^{-1}·{\underset{‾}{Y}}_M\left(n\right),$

$={\underset{‾}{W}}_{M\times M}^{-1}·[{\underset{‾}{W}}_{M\times M}·{\underset{‾}{h}}_M\left(n\right)+{\underset{‾}{\eta }}_M\left(n\right)],$

$={\underset{‾}{h}}_M\left(n\right){+\underset{‾}{W}}_{M\times M}^{-1}·{\underset{‾}{\eta }}_M\left(n\right),$式(6)

其中h_M(n)是具有M个信道抽头的M×1信道冲激响应矢量，并且

η_M(n)|是对应于M个导频子带的M×1噪声矢量。

式(6)指示最小二乘CIRE可通过简单地取Y_M(n)中的接收导频码元的M点 IFFT/IDFT来获得。迫零CIRE等于最小二乘CIRE。

MMSE CIRE h_M^mmse(n)可推导如下：

${\underset{‾}{h}}_M^{\mathrm{mmse}}\left(n\right)={\underset{‾}{\Psi }}_{\mathrm{hh}}·{\underset{‾}{W}}_{M\times M}^{-1}·{[{\underset{‾}{W}}_{M\times M}·{\underset{‾}{\Psi }}_{\mathrm{hh}}·{\underset{‾}{W}}_{M\times M}^{-1}+{\underset{‾}{\Lambda }}_{\mathrm{\eta \eta }}]}^{-1}·{\underset{‾}{Y}}_M\left(n\right)|,$式(7)

其中${\underset{‾}{\Psi }}_{\mathrm{hh}}=E\{{\underset{‾}{h}}_M\left(n\right)·{\underset{‾}{h}}_M^H\left(n\right)\}$是M×M信道协方差矩阵，并且

${\underset{‾}{\Lambda }}_{\mathrm{\eta \eta }}=E\{{\underset{‾}{\eta }}_M\left(n\right)·{\underset{‾}{\eta }}_M^H\left(n\right)\}|$是M×M噪声协方差矩阵。

稳健MMSE CIRE h_M^rmmse(n)|可推导如下：

${\underset{‾}{h}}_M^{\mathrm{rmmse}}\left(n\right)=\frac{1}{1+N_0}·{\underset{‾}{W}}_{M\times M}^{-1}·{\underset{‾}{Y}}_M\left(n\right)|.$式(8)

式(8)假定信道冲激响应中的抽头是不相关的并且具有相等的能量，从而使得 ψ_hh＝I_M×M。式(8)进一步假定噪声η_M(n)|是具有零均值矢量以及Λ_ηη＝N₀·I_K×K的协 方差矩阵的加性高斯白噪声(AWGN)，其中N₀是噪声的方差，而I_K×K是K×K 单位矩阵。

接收机可基于在每一具有导频传送的OFDM码元周期n中从该OFDM码元接 收的导频码元来为该OFDM码元周期推导一初始CIRE h_M′(n)。接收机可使用最 小二乘、MMSE、稳健MMSE、或其它某种技术来推导h_M′(n)。因此，h_M′(n)可等 于h_M^is(n)、h_M^mmse(n)或h_M^mmse(n)。

接收机可针对不同OFDM码元周期对该初始CIRE h_M′(n)进行滤波以获得经 滤波的具有改善质量的此滤波可用各种方式来执行。

在一个实施例中，对在左边与OFDM码元n-1邻接并且在右边与OFDM码 元n+1邻接的一“内部”OFDM码元n的滤波可执行如下：

${\underset{‾}{\overset{~}{h}}}_M\left(n\right)=\frac{1}{4}{\underset{‾}{h\text{'}}}_M(n-1)+\frac{1}{2}{\underset{‾}{h\text{'}}}_M\left(n\right)+\frac{1}{4}{\underset{‾}{h\text{'}}}_M(n+1).$式(9)

在式(9)中，对应于当前OFDM码元周期的经滤波是基于对应于前一、 当前、及下一OFDM码元周期的初始CIRE来确定的。

在一个实施例中，对仅在右边与OFDM码元n+1邻接的“左边缘”OFDM 码元n的滤波可执行如下：

${\underset{‾}{\overset{~}{h}}}_M\left(n\right)=\frac{2}{3}{\underset{‾}{h^{\prime }}}_M\left(n\right)+\frac{1}{3}{\underset{‾}{h^{\prime }}}_M(n+1).$式(10)

在式(10)中，对应于当前OFDM码元周期的经滤波是基于对应于当前 及下一OFDM码元周期的初始CIRE来确定的。

在一个实施例中，对仅在左边与OFDM码元n-1邻接的“右边缘”OFDM 码元n的滤波可执行如下：

${\underset{‾}{\overset{~}{h}}}_M\left(n\right)=\frac{2}{3}{\underset{‾}{h^{\prime }}}_M\left(n\right)+\frac{1}{3}{\underset{‾}{h^{\prime }}}_M(n-1).$式(11)

在式(11)中，对应于当前OFDM码元周期的经滤波是基于对应于前一 及当前OFDM码元周期的初始CIRE来确定的。

一般而言，对初始CIRE的时间滤波可跨任意数目的过去和/或将来OFDM码 元执行。此外，时间滤波可用例如式(9)到(11)中所示的有限冲激响应(FIR)滤波 器、无限冲激响应(IIR)滤波器、或其它某些类型的滤波器来执行。此滤波还可 以是自适应的，即基于接收机的速度、信道状况的改变率、工作SNR等来调节。

接收机可对经滤波的执行取阈以获得最终的经滤波 的包含M个信道抽头到对于m＝1，...，M，每一信道抽头 具有根据无线信道确定的复增益。取阈保留具有足够能量的信道抽头，并丢 弃弱信道抽头。

在一个方面，此取阈是根据一阈参数和一阈值来执行的。为推导该阈值，可 计算中M个信道抽头的平均信道能量如下：

$E_{\mathrm{avg}}\left(n\right)=\frac{1}{M}·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|{\tilde{h}}_m\left(n\right)\right|}^2,$式(12)

其中是中的第m个信道抽头，并且

E_avg(n)是OFDM码元周期n的平均信道能量。

在一个实施例中，该阈值基于此平均信道能量和该阈参数定义如下：

T_h(n)＝P·E_avg(n)，式(13)

其中P是阈参数，并且T_h(n)是OFDM码元周期n的阈值。该阈参数也可被称为阈 常量、比例因子等等。该阈值还可被定义为T_h(n)＝P_t·E_total(n)，其中E_total(n)是总信 道能量，而P_t＝P/M是经修订的阈参数。

一般而言，阈值T_h(n)可以是任意参量的函数。该阈值可以是平均信道能量和 阈参数的函数，例如如式(13)中所示。替换地或补充地，该阈值可以是噪声能量、 某个数目的弱信道抽头的能量、最强信道抽头能量等的函数。

接收机可对经滤波的CIRE执行取阈如下：

式(14)

其中是中的第m个信道抽头。在式(14)中所示的实施例里，取阈是针对 中M个信道抽头里的每一个来个别地执行的。计算每一经滤波信道抽头 的能量并将其比对阈值T_h(n)。如果该能量达到或超过阈值T_h(n)，则最终信 道抽头被设为该经滤波的信道抽头否则被设为0。

图4图解了对示例性信道冲激响应估计400的取阈。这M个经滤波信道抽头 的能量由在抽头索引1到M处具有不同高度的垂直线示出。阈值T_h(n)由虚线410 示出。能量在线410以上的信道抽头被保留，而能量在线410以下的信道抽头被置 零。如从图4可以看出，升高阈值和线410(通过增大阈参数)可导致更多的信道 抽头被置零。反之，降低阈值和线410(通过减小阈参数)可导致更多信道抽头被 保留。

图4及以上说明针对一个取阈实施例。取阈还可用其它方式来执行。例如， 可将诸信道抽头从最强到最弱来分级。然后从最弱信道抽头开始一次一个信道抽头 地来将信道抽头置零，直至总能量的某一百分比被丢弃，某一百分比或数目的信道 抽头被置零，诸如此类。此百分比可根据阈参数P来确定。

可如上所述地对经滤波CIRE中的信道抽头执行取阈。也可不滤波而对 初始CIRE中的信道抽头h_m′(n)执行取阈。

接收机可将最终用于许多目的，诸如数据检测、对数似然率(LLR) 计算等等。例如，接收机可基于具有M个信道抽头的最终来对所有总 共K个子带推导最终信道频率响应估计接收机然后可用该最终信道频率响 应估计来对Y_K(n)中的接收数据码元执行均衡或匹配滤波。接收机还可利用 来对数据码元估计的比特计算LLR。

以K＝1024、G＝136、U＝888、M＝128、P＝111和C＝108来对图2和3 中所示的示例性OFDM系统执行计算机模拟。模拟了与两个信道模型以及编码率 和调制方案的三种组合相对应的六种不同工作情景。对于所模拟的每一种工作情 景，就不同的阈参数值表征性能。这些模拟表明，阈参数对信道估计的质量和性能 两者均有很大的影响。表1给出对所模拟的这六种工作情景给出最佳性能的阈参数 值。

表1-具有最佳性能的阈参数值

  编码与调制   双群集机动车A   VEHA(120Kmph)   行人B   PEDB(120Kmph)   QPSK，编码率0.55   P＝0.75   P＝1.00   16-QAM，编码率0.41   P＝0.50   P＝0.75   16-QAM，编码率0.55   P＝0.25   P＝0.50

VEHA和PEDB是本领域中公知的两种信道分布模型。信道分布是信道冲激 响应的统计模型，并指示该通信信道在时域中的样子。信道分布依赖于速度和环境。

表1中的结果是以大数据块长度和对跨4个时隙中的12个OFDM码元发送 的数据块的Turbo编码而获得的。数据块也可被称为分组、帧、诸如此类。对于双 群集VEHA模型，第一群集始于0μs，第二群集始于10μs，两个群集具有相等的 功率，并且发射脉冲是全sinc函数。

编码率与调制方案的每一组合需要某一最小SNR来实现目标块差错率 (BLER)，例如1％的BLER。在表1中，QPSK下编码率0.55所需的SNR低于 16-QAM下编码率0.41所需的SNR，而后者又低于16-QAM下编码率0.55所需的 SNR。对于一给定的调制方案，较高的编码率对应于较高的必需SNR。对于一给 定编码率，较高阶的调制方案对应于较高的必需SNR。表1表明，对于一给定的 信道分布，较高的阈参数值可在较低的SNR下提供较佳的性能。

表1给出一些示例性工作情景的结果。一般而言，工作情景可由信道分布、 工作SNR、编码和调制方案、其它某些参数、这些参数中的任何一个、或是这些 参数的任意组合来表征。可模拟各种工作情景来确定对这些工作情景提供最佳性能 的阈参数值。以不同的系统参数、信道分布模型和/或假设可获得不同的结果。

对阈参数P使用的正确值可用各种方式来确定。在一个实施例中，对各种工 作情景提供良好性能的阈参数值可通过计算机模拟、经验测量等来确定，并可被存 储在查找表中。此后，可基于信道分布、编码和调制方案、和/或适用于接收机的 其它参数来确定接收机的当前工作情景。从查找表中检索出对应于当前工作情景的 阈参数值并将其用于信道估计。

在另一个实施例中，阈参数值P是基于预期工作SNR来选择的。工作SNR 可基于接收到的导频码元和/或接收到的数据码元来估计。一般而言，对较高的SNR 可使用较小的阈参数值，而对较低的SNR可使用较大的阈参数值。

在又一个实施例中，阈参数值P是基于CIRE中信道抽头的数目来选择的。 信道抽头的数目可根据用于导频发送的子带数目、在接收机处执行信道估计的方 式、以及可能还有其它因素来确定。

在再一个实施例中，阈参数值P是基于高质量信道估计来确定的。接收机可 基于例如TDM导频或经由其它某种手段来获得高质量信道估计。可基于该高质量 信道估计来确定接收机使用的信道分布，并可基于该信道分布来选择阈参数值。

在一个实施例中，每当需要一更高质量的信道估计时就选择一新的阈参数值。 例如，如果有一分组被错误解码，则可选择一新的阈参数值。该新的阈参数值可获 得如下：

P_new＝P_old+ΔP，或式(15)

P_new＝P_old-ΔP，

其中p_old是原/当前阈参数值，

P_new是新阈参数值，并且

ΔP是步长，它可被设为0.25或其它某个值。

可基于新阈参数值来推导新的信道估计并用其来恢复该分组。如果用该新信 道估计分组仍被错误解码，则可选择另一阈参数值并用其来推导另一信道估计，然 后该另一信道估计可被用于恢复该分组。一般而言，可用不同的阈参数值推导出任 意数目的信道估计。可用交替方式从原始阈参数值的两侧选择新的阈参数值。例如， 新的阈参数值可被设为P_old+ΔP，然后设为P_old-ΔP，然后设为P_old+2ΔP，然后设 为P_old-2ΔP，依此类推。可选择并使用新的阈参数值直至该分组被正确解码，已 经尝试了最大数目的值，或是遇到了其它某个终止条件。如果该分组被正确解码， 则可将导致成功解码的阈参数值用于后续分组。新阈参数值的选择也可由除分组差 错以外的其它事件触发。

图5示出图1中的信道估计器/处理器170的一个实施例的框图。在信道估计 器/处理器170内，导频解调器(Demod)512解除对接收到的导频码元的调制，并 为未使用导频子带提供零码元。CIRE处理器514基于导频解调器512的输出推导 当前码元周期的一初始CIRE。CIRE处理器514可基于式(6)中所示的最小二乘技 术、式(7)中所示的MMSE技术、式(8)中所示的稳健MMSE技术、或其它某种技 术来推导该初始CIRE。滤波器516如例如式(9)、(10)和(11)中所示地对不同码元周 期的初始CIRE进行滤波，并提供当前码元周期的一经滤波CIRE。

控制器190确认当前工作情景，并为当前工作情景选择一合适的阈参数值。 存储器192可存储对应于不同工作情景的不同阈参数值的查找表(LUT)。阈值计 算单元520如例如式(12)和(13)中所示地基于经滤波的CIRE和该阈参数值来推导 当前码元周期的阈值T_h(n)。单元518基于来自单元520的阈值对经滤波CIRE的信 道抽头执行取阈，并提供当前码元周期的一最终CIRE。如有需要，FFT单元522 可基于该最终CIRE来推导信道频率响应估计。

图6示出以取阈来执行信道估计的过程600的一个实施例。对每一具有导频 传送的码元周期推导一初始CIRE(框612)。该初始CIRE可基于对应于所使用 的导频子带的接收导频码元和对应于置零导频子带的零码元来推导。该初始CIRE 还可基于最小二乘、MMSE、稳健MMSE、迫零、或其它某种技术来推导。通过 将对应于当前、在先和/或在后的码元周期的初始CIRE滤波来对当前码元周期推 导一经滤波的CIRE(框614)。具有多个信道抽头的第一CIRE可被设为对应于 当前码元周期的初始CIRE或经滤波CIRE(框616)。

基于至少一个准则选择一阈参数值(框618)。例如，该阈参数值可基于信道 分布、工作SNR、信道抽头数目等来选择。基于第一CIRE和该阈参数值来推导一 阈值(框620)。在一个实施例中，确定该第一CIRE中信道抽头的平均能量，并 基于该平均能量和该阈参数值来推导该阈值。通过基于该阈值将第一CIRE中的信 道抽头中选定的一些置零来推导第二CIRE(框622)。在一个实施例中，能量低 于该阈值的信道抽头被置零以获得第二CIRE。第二CIRE也可通过以其它方式对 信道抽头执行取阈来推导。

然后确定是否需要改善的信道估计(框624)。如果分组被错误解码则可能需 要改善的信道估计。如果框624的回答为‘是’，并且如果在框626没有遇到终止 条件，则通过例如将当前阈参数值改变ΔP来选择一新的阈参数值(框628)。该 过程然后返回到框620以(1)基于该新阈参数值来确定一新阈值，以及(2)通过基于 该新阈值将第一CIRE中的信道抽头中选定的一些置零来推导一新的第二CIRE。 框620到628可被执行任意次数，直至遇到一终止条件。如果在框624确定不需要 改善的信道估计，或如果在框626中确定遇到了终止条件，则该过程终止。

本领域技术人员将可理解，信息和信号可使用各种不同的技术和技艺中的任 何一种来表示。例如，贯穿以上说明可能被引述的数据、指令、命令、信息、信号、 比特、码元和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其 任何组合来表示。

本领域技术人员还将认识到，结合本文中所公开的实施例说明的各种示例性 逻辑块、模块、电路和算法步骤可被实现为电子硬件、计算机软件、或其组合。为 了清楚地说明硬件和软件的这一可互换性，以上各种说明性组件、块、模块、电路 和步骤一般以其功能的形式来说明。这样的功能是被实现为硬件还是软件取决于特 定的应用和施加在整个系统上的设计约束。本领域技术人员针对每种特定应用可用 不同的方式实现所述的功能，但此类实现决策不应被诠释成致使脱离本发明的范 围。

结合本文中所公开的实施例描述的各种说明性逻辑块、模块和电路可用通用 处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列 (FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件、或其任 何设计成执行本文中所述功能的组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器， 但替换地，该处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处 理器还可被实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理 器、与DSP核心协作的一个或多个微处理器、或任何其它此类配置。

结合本文中所公开的实施例说明的方法或算法的步骤可直接用硬件、由处理 器执行的软件模块、或这两者的组合实施。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、 ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、 CD-ROM、或本领域中已知的任何其它形式的存储介质中。示例性的存储介质被耦 合到处理器，从而处理器可从该存储介质读取信息或向其写入信息。替换地，存储 介质可被集成到处理器中。处理器和存储介质可驻留在ASIC中。该ASIC可驻留 在用户终端中。替换地，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户终端中。

提供以上对所公开的实施例的说明是为了使本领域任何技术人员都能够制作 或使用本发明。对这些实施例的各种修改对本领域技术人员而言易于显而易见，并 且本文中所定义的一般性原理可被应用于其它实施例而不会脱离本发明的精神或 范围。因此，本发明并不旨在被限定于本文中所示出的实施例，而是应与和本文中 公开的原理和新颖特征一致的最广义的范围相符。