用于预滤波信号以提高信噪比和解相关噪声的方法和设备

摘要

为了接收来自多输入多输出(MIMO)通信信道的信号，基于所述MIMO通信信道的冲激响应估计来生成最初的信道抽头。使用最初的信道抽头来预滤波(350)所接收的信号以生成输出信道抽头和具有提高的信噪比(SNR)及不相关的噪声的相应输出信号。所述SNR是基于输出信道抽头的第一子集的能量与输出信道抽头的第二子集的能量的比值。

说明书

发明背景

本发明涉及数字通信设备和方法，并且更具体地涉及用于滤波通信信道中的信号的信道抽头(tap)的设备和方法。

数字通信系统广泛地用于话音、图像和数据通信。当进行无线通信时，无线信道的时变多径衰落以及无线信道中的共道干扰可以使这样的通信不可靠。均衡可以用于补偿多径衰落和共道干扰的影响。一些类型的均衡器包括最大似然序列估计(MLSE)、判决反馈均衡(DFE)、和判决反馈序列估计(DFSE)、缩减状态序列估计(RSSE)、以及M-算法技术。

多入单出(MISO)和多输入多输出(MIMO)信道出现于许多通信应用中。当一个接收机使用单天线在共道信号上执行联合检测时，可以出现MISO信道。当接收机使用天线分集或使用一个或多个天线用于干扰抑制、和/或执行多用户解调和/或多载波检测时，可以出现MIMO信道。

MIMO信道的均衡可能特别困难，因为接收机复杂性可随着接收信号的信道冲激响应抽头(或信道内存)的数目而成指数增长。预滤波器可以用于整形或缩短信道冲激响应抽头，这可以允许使用比MLSE复杂性低的均衡技术，诸如象DFE、DFSE、RSSE、以及M-算法技术。

发明内容

在本发明的一些实施例中，从多输入多输出(MIMO)通信信道接收信号。最初的信道抽头基于MIMO通信信道的冲激响应估计而生成。使用最初的信道抽头对接收信号进行预滤波，以生成输出信道抽头和具有提高的信噪比(SNR)及非相关的噪声的相应输出信号。该SNR是基于输出信道抽头的第一子集的能量与输出信道抽头的第二子集的能量的比值。

在本发明的一些进一步的实施例中，可对接收信号进行预滤波以最大化SNR。可对接收信号进行预滤波以便使信道抽头的第二子集包括除了第一子集中的信道抽头之外的所有信道抽头。在本发明的一些其它的实施例中，可对接收信号进行预滤波以便使信道抽头的第二子集包括除了第一子集中的信道抽头和预定数量的信道抽头之外的所有信道抽头，其中该预定数量的信道抽头是跟随在第一子集中的信道抽头之后并且可以紧紧跟随在第一子集中的信道抽头之后。

在本发明的又一些进一步的实施例中，第一子集中的一些信道抽头可以与第一子集中的其它信道抽头不同地被按比例缩放。第二子集中的一些信道抽头可以与第二子集中的其它信道抽头不同地被按比例缩放。第一子集中的一些信道抽头可以与第二子集中的一些信道抽头不同地被按比例缩放。

在本发明的又一些进一步的实施例中，SNR是基于信道抽头的第一子集的能量相对输出噪声的能量及信道抽头的第二子集的能量之和的比值。

输出信号可以被均衡以提供对来自通信信道的接收信号中的信息序列的估计。

附图简述

图1是根据本发明一些实施例的一个无线通信系统的框图；

图2图示了根据本发明一些实施例的一个多输入多输出信道模型；

图3是根据本发明一些实施例的一个接收机的框图；

图4是根据本发明一些实施例的、可以被执行来从通信信道接收信号的操作的流程图。

具体实施例

在下文中将参照附图更充分地描述本发明，在这些附图中示出了本发明的实施例。然而，本发明不应该被解释为限制于这里所阐述的实施例。更确切地，提供这些实施例是为了本公开内容更全面与完整，并且将向本领域的技术人员充分地传达本发明的范围。全文中同样的数字指代同样的单元。

还应该理解，这里用到的术语“包含”是开放式的，并且包括一个或多个确定的单元、步骤和/或功能，而无需排除一个或多个未确定的单元、步骤和/或功能。

下面将参考根据本发明实施例的方法和无线终端的框图和/或操作例图对本发明进行描述。应当理解，所述框图和/或操作例图的每一框以及所述框图和/或操作例图的框的组合，可以由射频、模拟和/或数字硬件、和/或计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以被提供给通用计算机、专用计算机、ASIC、和/或其它可编程数据处理设备的处理器，这样通过计算机和/或其它可编程数据处理设备的处理器执行的这些指令创建用于实现所述框图和/或操作程序块(或多个块)中所指定的功能/动作的装置。在一些可替换的执行中，程序块中所提到的功能/动作可以不按照操作例图中所提到的顺序来进行。例如，取决于所牵涉到的功能/动作，相继示出的两个程序块事实上可以基本上同时地执行，或者程序块有时可以反序地执行。

如这里所用的，“无线终端”包括但不局限于被配置成通过无线接口进行通信的终端，所述无线接口诸如象蜂窝接口、无线局域网(WLAN)接口、蓝牙接口、其它的RF通信接口、和/或光接口。无线终端例子包括但不局限于：蜂窝无线终端；可以结合具有数据处理、传真和数据通信能力的蜂窝无线终端的个人通信终端；可包括无线收发信机、寻呼机、互联网/企业内部互联网接入、局域网接口、广域网接口、Web浏览器、组织器、和/或日历的个人数字助理(PDA)；以及移动的或固定的计算机或包括无线收发信机的其它设备。无线终端可以被配置成通过蜂窝通信链路进行通信，所述蜂窝通信链路可以包括一个协议，诸如象ANSI-136、全球移动通信标准(GSM)、通用分组无线业务(GPRS)、用于GSM演进的增强数据速率(EDGE)、码分多址(CDMA)、宽带CDMA、CDMA2000、和UMTS。这里使用的通信协议可以指定被传送的信息、定时、频率、调制、和/或用于建立和/或保持通信连接的操作。

图1为一个示例性无线通信系统的功能框图，该系统包括被连接到一个或多个移动业务交换中心(MSC)106的多个基站102和104。每个基站102和104分别位于被称作小区108和110的地理区域中，并且分别为其提供业务。一般地，每个小区有一个基站。在每个小区内，可能有多个无线终端100，其以本领域中公知的方式通过无线链路与服务于该小区的基站进行通信。基站102和104允许移动终端100的用户与其它的无线终端100进行通信，或者与连接到公共交换电话网络(PSTN)112的用户进行通信。MSC 106通过例如提供了到无线终端100的最强通信链路的基站102和104之一来路由去往和来自无线终端100的呼叫。关于小区位置和无线终端100的活动状况的信息被存储在归属位置寄存器(未示出)和访问者位置寄存器(未示出)中，归属位置寄存器和访问者位置寄存器可以被合并到MSC 106中，或者否则的话与MSC 106进行通信。尽管为了说明起见，仅示出了两个小区108和110，但典型的蜂窝通信系统可以包括数百个小区并且可以服务于数千个无线终端100。

无线终端100包括处理器132、收发信机134、存储器136，并且还可以包括扬声器140、话筒142、显示器144、以及小键盘146。存储器136可以包括一个或多个可擦除可编程只读存储器(EPROM或快速EPROM)、电池支持的随机访问存储器(RAM)、磁的、光的或其它数字存储设备，并且可以与处理器132分离或至少部分位于处理器132中。处理器132可以包括多于一个的处理部件，例如象通用处理器和数字信号处理器，它们可以被装入一个公共的封装内或者是独立的且彼此分开的。收发信机134典型地包括发射机148和接收机150以允许双向通信，但本发明并不局限于这样的设备，并且如这里所用的“收发信机”可以只包括接收机150。无线终端100可以使用射频信号与基站102和104进行通信，所述射频信号可以通过天线152在一个或多个通信信道上按照一个或多个蜂窝通信协议被传送。

图3为根据本发明各种实施例的接收机300的框图。接收机300可以例如被用作图1中的接收机150。天线310被配置成接收来自MIMO通信信道的入射信号。RF前端320下变频接收信号为基带频率并且放大该下变频信号。该信号然后通过模数转换器330被转换为数字信号，并且通过数字抽样器340被下抽样成较低数据速率。信道估计器345根据对来自数字抽样器340的数字信号的冲激响应估计来生成信道抽头。预滤波器350预滤波接收信号以生成具有提高的信噪比(SNR)及不相关的噪声的输出信号。SNR是基于输出信道抽头的第一子集的能量与输出信道抽头的第二子集的能量的比值。预滤波器350可以预滤波接收信号以最大化输出端的SNR。

预滤波器350可以基于信道缩短均衡(CSE)滤波来预滤波接收信号，其中它用包括除了信道抽头的第一子集之外的所有信道抽头的该信道抽头的第二子集来预滤波接收信号。预滤波器350可以替换地基于判决反馈均衡(DFE)滤波来预滤波信道抽头，其中它用信道抽头的第二子集来预滤波接收信号，所述信道抽头的第二子集包括除了信道抽头的第一子集和预定数量的信道抽头之外的所有信道抽头，其中预定数量的信道抽头跟随在或紧紧跟随在第一子集的信道抽头之后。

均衡器360均衡输出信号以提供对来自MIMO通信信道的接收信号中的信息序列的估计。

在本发明的一些实施例中，预滤波器350为最大化MIMO系统的SNR的FIR预滤波器。在输出支路噪声不相关的条件下，该SNR可以是输出支路SNR的总和。该SNR可以基于MIMO系统的事件误差分析。预滤波器350可以为最大SNR类(class)的预滤波器，包括CSE和DFE预滤波器，并且它们在这里被分别称作Max-SNR-CSE预滤波器和Max-SNR-DFE预滤波器。而且，预滤波器350的一些实施例被配置为混合预滤波器。Max-SNR-DFE预滤波器可以不同于MMSE-DFE预滤波器，因为Max-SNR-DFE预滤波器最大化SNR，而MMSE-DFE预滤波器最小化误差(或噪声)同时约束信号为一个单位矩阵。混合Max-SNR-CSE预滤波器不同于Max-SNR-CSE预滤波器，因为反馈抽头的抑制在混合预滤波器中被放松。预滤波器350的一些实施例允许输入信道响应于相对彼此来说被延迟，而匹配它们的信道相位特性。

通信信道和接收机300可以如下所述地被在数学上建模。仅为了说明起见，假设通信信道和接收机300具有受符号间干扰(ISI)和加性零均值噪声影响的n_i个输入和n_o个输出。图2示出了具有n_i个发射天线和n_o接收天线的这样一个通信信道，并且其中x_k⁽ⁱ⁾、y_k^(j)、w_k^(j)和h_m^(i，j)分别为在时刻k的第i个信道输入、第j个信道输出、影响第j个输出的噪声和在第i个输入和第j个输出之间的第m个信道抽头。复数值的基带信号可以被模型化为：

$>>>>y>‾>>k>>=over>>\Sigma >>m>=>0>>Lover>>>H>m>>>>x>‾>>>k>->m>>>+>>>w>‾>>k>>,>->->->>(>1>)>>>s>$

其中 $>>>>y>‾>>k>>=>>>[sup>>y>k>>(>1>)>sup>>,sup>>y>k>>(>2>)>sup>>,>.>.>.>,sup>>y>k>>(>>n>o>>)>sup>>]>>T>>,>>>x>‾>>k>>=>>>[sup>>x>k>>(>1>)>sup>>,sup>>x>k>>(>2>)>sup>>,>.>.>.>,sup>>x>k>>(>>n>i>>)>sup>>]>>T>>,>>s>和$

$>>>>w>‾>>k>>=>>>[sup>>w>k>>(>1>)>sup>>,sup>>w>k>>(>2>)>sup>>,>.>.>.>,sup>>w>k>>(>>n>o>>)>sup>>]>>T>>>s>$

分别为t时刻的信道输出矢量、信道输入矢量和噪声矢量，并且H_m为n_o×n_i矩阵信道抽头，其中L为信道内存。通过堆集M个样值的输出矢量，该系统模型可以被等价地写为下面的等式2：

或者它可以被更简洁地写为等式3：

y＝Hx+w，              (3)

其中矩阵H为n_oM×n_i(L+M)。

仅为了说明起见，预滤波器350可以被如下地建模。假设 $>>F>=>>>[sup>>F>0>Hsup>>,sup>>F>1>Hsup>>,>.>.>.>,sup>>F>>M>->1>>Hsup>>]>>H>>>s>为一个具有M个矩阵抽头、每个矩阵大小为n$_o×n_o的MIMO预滤波器。n_o×1滤波的信号矢量y′由下式提供：

y′＝F^Hy＝F^HHx+F^Hw         (4)

应当看到，矩阵F^HH的n_i(L+M)列代表经滤波的信道响应的L+M个抽头。滤波的信道抽头被划分为两组：“想要的信道抽头F^HHΔ_d”和“不想要的信道抽头F^HHΔ_u”，其中Δ_d和Δ_u为对角矩阵，它们分别选择了矩阵H中对应于想要的和不想要的信道抽头的列。通过选择适当的矩阵Δ_d和Δ_u，滤波器可以被设计用于信道缩短均衡(CSE)、判决反馈均衡(DFE)或其组合(混合的)。这将在下面详细讨论。然而，设计问题先被描述如下。

由F^HHΔ_dx给定的、相应于想要的信道抽头的滤波的信号被称作“经滤波的想要信号”。由z＝F^HΔ_ux+F^Hw给定的、预滤波后的不想要的信号和噪声的总和被称作“经滤波的噪声”。在本发明的一些实施例中，经滤波的想要信号的能量相对于经滤波的噪声的能量被最大化。假设输入和噪声相互不相关，并且分别具有自相关矩阵R_x＝E[xx^H]和R_w＝E[ww^H]。经滤波的想要信号的自相关则由F^HBF给定，其中B＝HΔ_dR_xΔ_d^HH^H为输入的想要信号的自相关。经滤波的噪声的自相关由下式提供：

E[zz^H]＝F^HAF，                 (5)

其中A＝HΔ_uR_xΔ_u^HH^H+R_w为总噪声(不想要的信号加上噪声)的自相关。如果输入x具有零均值的话，则经滤波的噪声具有零均值。应当看到，第n输出支路的经滤波的想要信号和噪声功率分别由f_n^HBf_n和f_n^HAf_n给定，其中f_n(矩阵F的第n列)为用于第n输出支路的预滤波器。

假设影响输出支路的经滤波的噪声是独立的，即

$>sup>>>f>‾>>n>Hsup>>A>>>f>‾>>m>>=>0>\forall >m>\ne >n>.>->->->>(>6>)>>>s>$

SNR于是为

$>>SNR>=>>over>>\Sigma >>n>=>1>>>n>o>over>>>SNR>n>>,>\; >->->->>(>7>)>>>s>$

其中SNR_n为第n输出支路的信噪比，由下式提供

$>>>SNR>n>>=>>sup>>>f>‾>>n>Hsup>>B>>>f>‾>>n>>>sup>>>f>‾>>n>Hsup>>A>>>f>‾>>n>>>>.>->->->>(>8>)>>>s>$

预滤波器可以被配置成最大化由等式7给定的SNR。

假设全部噪声自相关矩阵A为正定的，比如存在环境噪声或热噪声，矩阵A可以被分解为：

A＝UГ²U^H，                              (9)

其中Г²为对角矩阵，其包含矩阵A的全部为正的特征值，并且矩阵U是酉的。假设P＝ГU^HF，SNR由下式给定：

$>>SNR>=over>>\Sigma >>n>=>1>>>n>o>over>>>sup>>>p>‾>>n>Hsup>>C>>>p>‾>>n>>>sup>>>p>‾>>n>Hsup>>>>p>‾>>n>>>>,>->->->>(>10>)>>>s>$

其中p_n为矩阵P的第n列并且C＝Г^-1U^HBUГ^-1。假定矢量p_n对于所有n具有单位功率，则SNR由下式给定：

$>>SNR>=over>>\Sigma >>n>=>1>>>n>o>over>sup>>>p>‾>>n>Hsup>>C>>>p>‾>>n>>.>->->->>(>11>)>>>s>$

SNR在下列条件下可以被最大化：

$>sup>>>p>‾>>n>Hsup>>>>p>‾>>m>>=>\begin{array}{}>>1>>n>=>m>\; >>0>>n>\ne >m>\; >\; >,>->->->>(>12>)>>>s>\end{array}$

该等式是根据等式6得出的。应当看到，矩阵C为半正定的。因此，它可以被分解为C＝VΛ²V^H，其中矩阵Λ²为包含矩阵C的非负特征值λ_n²的对角矩阵，以及矩阵V是酉的。

通过等式12获得的最大SNR由下式提供：

$>>SNR>=over>>\Sigma >>n>=>1>>>n>o>over>sup>>\lambda >n>2sup>>,>->->->>(>13>)>>>s>$

其中λ_n²为矩阵C的n₀个最大特征值。达到最大SNR的滤波器 $>>>F>opt>>=>[sup>>>f>‾>>1>optsup>>,sup>>>f>‾>>2>optsup>>,>.>.>.>,sup>>>f>‾>>>n>o>>optsup>>]>>s>由矢量$ >>>U\Gamma >>->1>>>[>>>v>1>>‾>>,>>>v>‾>>2>>,>.>.>.>,>>>v>‾>>>n>o>>>]>>s>的标准正交的线性组合给定，其中$$v₁，v₂，…，v_no为相应于矩阵C的n₀个最大特征值的特征矢量。

Max-SNR预滤波器可以被如下地配置。通过适当地选择对角矩阵Δ_d和Δ_u，预滤波器350可以被设计用于信道缩短均衡(CSE)、判决反馈均衡(DFE)或其组合(混合的)。预滤波器350可以通过以下的对角矩阵被配置为具有时延δ、n_m个主抽头和n_b个反馈抽头：

$>>>\Delta >d>>=>diag>>(>>O>>>n>1>>\delta >>>,>>I>>>n>1>>>n>m>>>>,>>O>>>n>1>>>(>L>+>M>->\delta >->>n>m>>)>>>>)>>,>->->->>(>14>)>>>s>$

$>>>\Delta >u>>=>diag>>(>>I>>>n>1>>\delta >>>,>>O>>>n>1>>>n>m>>>>,>>\gamma I>>>n>1>>>n>b>>>>,>>I>>>n>1>>>(>L>+>M>->\delta >->>n>m>>->>n>b>>)>>>>)>>,>->->->>(>15>)>>>s>$

其中I_n和O_n分别为n×n维的单位和零矩阵，以及γ是被称作比例因数的标量设计变量。CSE预滤波器通过选择γ＝1和n_b＝0而获得。DFE预滤波器通过选择γ＝0和n_m＝1而获得。应当看到，CSE预滤波器被设计来最大化主信道抽头的能量与其余抽头的能量的比值，而DFE预滤波器被设计来最大化一个信道抽头的能量与除了反馈抽头之外的其余抽头的能量的比值。反馈抽头可以在CSE中被完全抑制，或在DFE中根本不抑制。对于一个实际的DFSE接收机，可以期望在选取反馈抽头时找到妥协，因为反馈抽头有助于被捕获的信号能量，同时如果它们太大的话则它们也有助于错误传播。通过设置比例因数γ在0与1之间，反馈抽头可以被按比例放大或缩小。具有γ＜1的CSE预滤波器在这里被称作混合CSE预滤波器，以及类似地具有γ＞0的DFE预滤波器在这里被称作混合DFE预滤波器。

对本领域的技术人员来说，考虑到本发明，显然反馈抽头可以被用作矩阵Δ_d中的部分想要的抽头，并且它可以相对于主抽头被按比例缩小。而且，每个反馈抽头可以被独立地和/或不同地按比例缩放。想要的抽头可以基于不同的输入信道(其可对应于不同的用户)而被不同地按比例缩放。

如上所述的Max-SNR CSE方法可以最大化主信道抽头的能量，同时约束噪声使其具有相同的自相关矩阵。如上所述的混合Max-SNR-CSE预滤波器可以提供比Max-SNR-CSE预滤波器更好的SNR，因为反馈抽头没有被完全抑制。该混合方法因此可以更适合于使用DFE的接收机。

对本领域的技术人员来说，考虑到本发明，显然如上所述的预滤波器可以对于滤波器时延δ被最佳化。该最佳化可以在如等式7所定义的SNR的基础上进行，和/或可以使用可替换的SNR定义，该定义考虑了包含在反馈信道抽头中的信号能量。

可以最佳化对于每个输入支路的时延，或对于一个已选取的滤波器时延，可以最佳化相对时延。这样的最佳化也可以在如等式7所定义的SNR的基础上、或是通过另一个SNR定义来执行。

图4示出了根据本发明的一些实施例的、可由接收机执行的一些主要操作的流程图。在程序块400中，基于MIMO通信信道的冲激响应估计而生成信道抽头。在程序块410中，接收信号被预滤波以生成具有提高的SNR及不相关的噪声的输出信号。该SNR是基于输出信道抽头的第一子集的能量与输出信道抽头的第二子集的能量的比值。在程序块420中，输出信号被均衡以提供对接收信号中的信息序列的估计。

在附图和说明书中，已经公开了本发明的实施例，并且尽管采用了特定术语，但它们仅用于一般性的和描述性的意义而并非用于限制的目的，本发明的范围在下面的权利要求中进行阐述。