在线性功率放大器中用于使能对静态电流的动态控制的可自适应的偏置电路

摘要

一种射频(RF)线性功率放大器，其具有一个输出晶体管并且包括：一个电路装置，用于生成一个偏置信号，从而产生流过输出晶体管的静态电流；一个检测器电路，用于检测输入到所述放大器的RF输入，并根据所述RF输入的功率电平生成一个驱动信号；以及一个自适应电路，用于接收所述驱动信号并自动修改所述偏置信号和通过所述输出晶体管的所述静态电流。在所述输出级处的所述静态电流被减小和优化，以用于在所有功率输出电平上的最小耗散和最优线性。用于所述射频(RF)线性功率放大器的偏置电路包括一个可自适应电路，其通过自动跟踪输入到输出级放大器的RF信号而动态修改用于该放大器的静态电流，所述RF信号在超过一个特定功率输出阈值的功率范围内。

说明书

本发明涉及共同所有、共同待审的美国临时专利申请No.60/433,752[703067，案号15926]，此专利的主题在此引用以作参考。

本发明一般涉及射频(RF)功率放大器，以及更具体而言涉及一种用于通信设备的线性射频(RF)功率放大器的自适应偏置电路。

传统的用于功率非切换放大器(P.A.)的偏置技术来源于使用一个静止的静态电流工作点Icq，以提供对完整正弦波的电流放大(A类)、部分正弦波的电流放大(AB类)、仅仅一半(B类)或者甚至更少的正弦波(C类)的电流放大。这些放大器的线性性能与所获得的效率以及静态工作点反相关。AB类偏置电路在过去的10年中已被日益广泛使用，这是由于相比于其他A类、B类功率放大器来说它们能提供线性和效率之间的一个折衷，而A类、B类功率放大器展现更低效率和/或非线性特性。它们涉及将P.A.偏置在相对低的Icq工作点(但非零)来维持线性(晶体管器件的集电极静态电流)，同时电流随着功率电平的增加而增加。为了正确工作，偏置电路必须在基带体现为非常低的阻抗。这样以避免放大器的AM或FM特性被偏置电路牵引，从而导致线性恶化。

从CDMA和WCDMA系统的本性来说，CDMA功率放大器以相对良好的线性操作在一个宽的动态范围来满足频谱要求，而且保持数据流的质量。

图1说明了一个所使用功率相对于所递送功率的曲线图12，即曲线表示当在实际操作中功率电平出现的概率，其中例如使用中的大部分功率集中于约3dBm点15，而不在最大功率电平或最低功率电平上。此外，叠加在曲线图12上的曲线20显示了功率放大器在指定的功率电平上的电流耗散。几种方案由此在图1中被显示，第一个方案显示了表示一个固定的2.8伏偏置和一个恒定静态电流的曲线12。由于静态电平根据在最高功率电平上的性能被确定，所以对所有功率输出电平而言，曲线22表示的偏置方案的功率耗散是最坏情况。在另一曲线24中，偏置例如在15dBm被人工修改，而在另一曲线26中，电流也在5dBm输出功率上被改变。在一条更好的曲线28中，偏置被动态调整，并被称作“滑动偏置”曲线。所显示的最佳曲线30在电话中实现一个直流到直流的变换器电路，以减少输出晶体管器件中的集电极电压，同时因此显示了在更高功率电平上的最低电流使用。显然，当功率增加时，所耗散的电流将随着增加的功率电平而增加。

图2说明了一个曲线图35，此曲线图描述了图1中所示的每一条曲线的功率耗散(在所有功率电平上对电流积分)。

因此由图1来看，降低在所有功率电平上的电流的重要性被认识到，例如，所述功率电平大多数时间不在最高电平上。在功率放大器中，电流消耗的不断增加的重要性要求在所有功率电平上的不断增加的效率。电流消耗的重要性已导致功率放大器(P.A.)设计者们主要使用AB类偏置技术。

当CDMA P.A.主要操作在相对低的功率电平(相比于所需要的最大功率(大约少20到30dB))上时，电流消耗等于静态电流。对于2.5G系统，电话中不同于语音传输的数据传输的出现使得在数据流中PA的穿孔(puncturing)更加罕见(穿孔被语音压缩允许)。

考虑到这些因素，为了增加电话的通话时间，对于降低未来功率放大器的Icq(静态电流)更加注重。

未来的功率放大器(P.A.)是一种AB类放大器，其需要以接近或等于0的Icq提供线性，以便在一个60dB的动态范围内的所有功率电平上提供最大化的效率。然而，功率放大器在最高功率电平上的操作是一个主要的Icq要求。

为了满足这两个要求，几种最新方案已经被采用，如图1和2中所示，包括：使用一个直流/直流变换器，或者使用两种操作模式以适用于高功率和低功率。可以采用各种方法来适用于低功率电平和高功率电平：在两种偏置电流电平之间切换，在射频调节器(line-up)间切换，增益级旁路，负载切换；最经常使用的替换偏置电平。

上文中提到的这种滑动偏置技术实现了一种具有接近零阻抗或者甚至对于功率的略微负阻抗的偏置电路，以在高功率电平上提供附加的电流。然而这种技术一直非常难于实现。

所有方法当中，使用一个直流/直流变换器能获得最好的性能，然而需要高的成本和复杂度。目前，通常的管理耗散的措施一直是在两个静态电流之间进行切换。然而这正变得无法满足未来更具挑战性的要求。

因此，为使用在无线应用中的线性功率放大器提供一种“自适应偏置”电路将是非常令人欣喜的，此电路在整个动态范围内提供最优效率和线性。

本发明的一个目的是，提供一种新颖的最优化的电路以用于降低消耗在功率放大器输出级的静态电流的数量。

本发明的另一个目的是提供一种功率放大器，以用于采用了(但不局限于)码分多址(CDMA)、WCDMA和其他调制方案的无线电话和类似的通信系统，其实现一种新颖的电路以最优化在所有功率电平上的静态电流。

本发明的进一步目的是，提供一种新颖的最优化的偏置电路以用于降低消耗在实现于集成电路中的功率放大器输出级中的静态电流的数量。

本发明的另一个目的是，提供一种新颖的最优化的偏置电路以用于降低消耗在实现于集成电路中的功率放大器输出级中的静态电流的数量，该集成电路实现InGaP HBT或者其他双极型晶体管，所述晶体管包括但不局限于：Si-BJT、GaAs-HBT、InP-HBT、SiGe-HBT电路器件或者类似的器件技术。

本发明还有一个进一步目的是提供一种线性功率放大器，此放大器包括最优化的电路以用于最小耗散和最优线性。

依照本发明的原理，提供了一种操作在一个输出频带的线性功率放大器，其具有一个输出晶体管，此功率放大器包括：

一个电路装置，用于生成一个偏置信号以产生一个流过所述功率放大器的所述输出晶体管的静态电流；

一个检测器电路装置，用于检测输入到所述放大器的输入信号，并根据所述输入的功率电平生成一个驱动信号；以及

一个自适应偏置电路装置，用于接收所述驱动信号并自动修改所述偏置信号和通过所述输出晶体管的所述静态电流，由此所述输出级的所述静态电流被减小和优化，以用于在所有功率输出电平上的最小耗散和最优线性。

在一个优选实施例中，所述偏置电路装置被提供在为无线通信设备而实现的射频(RF)线性功率放大器中，其包括一个自适应电路，此电路动态地控制输出级放大器的静态电流，该输出级放大器自动跟踪输入到该放大器的、在高于某一功率输出阈值的功率范围内的RF信号。

有利地是，本发明包括一个用于降低消耗在操作于AB类的功率放大器中的静态电流的数量的电路。此电路优选地实现于无线电话和类似的依照(但不限于)CDMA、WCDMA或其他调制系统操作的通信设备中。

本发明的设备和方法的这些和其他特征、方面以及优势将在随后的描述、所附的权利要求书以及附图中变得更加易懂，其中：

图1说明了一个所使用功率对所递送功率的曲线图12，即曲线表示所有操作功率电平出现的概率。

图2说明了一个曲线图，此曲线图描述了图1中所示的每一条曲线的功率耗散(在所有功率电平上对电流积分)。

图3说明了一个两级AB类型功率放大器。

图4说明了一个AB类型功率放大器100的详细例子，此放大器包括输出级110和它的AB类偏置电路。

图5说明了一个指示变化的Icq的最优行为对输出功率电平(Pout)的图示。

图6说明了一个在三种操作温度条件下Icq-2电流值对P.A.的输入功率(Pin)的图示150。

图7(a)说明了一条Icq-2电流响应曲线，诸如曲线180。

图7(b)说明了一个Icq-1和Icq-2控制曲线对P.A.的输出功率(Pout)的图示190，其中Icq-1在工作范围内为恒定，而Icq-2在两个区域内增加。

图8说明了实现本发明的滑动偏置电路的P.A.的一个简化电路图200。

图9说明了检测电路210的简化电压响应。

图10说明了根据本发明的一个优选实施例的详细电路图300’。

图3说明了一个实现为N型偏置电路的AB类功率放大器50。此电路在共同所有的、共同待审的题为“IMPROVED LINEAR POWERAMPLIFIER(改良的线性功率放大器)”的美国专利申请序列号10/189,233中被公开，其所有内容以及公开被引用于此以作参考。基本上说，此AB类功率放大器50显示为一个两级放大器，其具有输出增益晶体管Q1、Q2，每一个所述晶体管各自有耦合电容CQ1和CQ2以耦合RF信号，同时所述每一个晶体管各自有其自己的偏置电路偏置Q1和偏置Q2，所述偏置电路根据改变的操作条件和功率操作来动态地或自动地起作用以保持操作静态电流(Icq)为恒定。RF输入被显示为通过CQ1耦合至Q1增益晶体管。第一级Q1通过一个级间阻抗匹配电路55与第二级匹配，以优化该两级配置。

图4说明了一个AB类功率放大器100的例子，其可以包含图3的典型电路中所示的两级中的任意一级，同时其在共同所有、共同待审的美国专利申请序列号10/189,233中被描述。例如，示出一个RF输入105、一个输出晶体管110(例如Q1或Q2)和一个静态偏置电流电路149，以便无论操作温度、RF信号输入变化如何，偏置电流将保持恒定。偏置电路149主要包括一个电流镜电路，其包含一个晶体管120，该晶体管120保持一个集电极电流，其为RF输出晶体管器件的集电极电流的镜像。实际上，静态电流由通过晶体管120的电流所确定。在一个多级放大器中，这个电路能被用于任一级。其优点是其为温度稳定的偏置电路。控制环路允许电流被严密监控，同时Icq能尽可能地被最小化。进一步提供一个Vmode晶体管125，其为一种具有一个电压(“V-Mode”)输入126的晶体管，其在系统控制下(未示出)操作，以根据所施加的V-mode电压在两个不同电平间离散地改变静态电流。这产生了一条功率耗散曲线，例如图1和2中所示的曲线24。

对于如图4所示的示例P.A.，指示一个变化Icq的最优行为对输出功率电平(Pout)的图示被确定，且结果在图5中给出。在该确定过程中，InGaP和AlGaAs器件已经在所有温度下被评估，然而可以理解的是，功率放大器输出晶体管可以包括HBT或其他双极型晶体管，所述晶体管包括但不限于：Si-BJT、GaAs-HBT、InP-HBT、SiGe-HBT电路器件或者类似的器件技术。特别地，确定了什么样的Icq对于P.A.的第一和第二级是必须的以在所有功率电平上满足-46dBc而仅有较小的1-2dB的边缘，同时额外地达到在28dBm处的25dB的最小增益要求，同时在所有功率电平上的10dB的最小增益要求也包括在内。如图5所示，其是一个绘出了在室温下对于两级P.A.的Icq1、2的原始数据对Pout(功率输出)的示意图140，其中确定了仅仅第二级偏置Icq2需要随着功率电平而改变。这也就是说，在一个实现了如图5所示的PCS InGaP器件的两级功率放大器中，确定了从约15dBm起、以比在更低功率电平下更低的Icq2满足所述要求是可能的，而当曲线130非单调时满足这样一个要求是非常困难的。

如图5的曲线图所描述，最小Icq 130a在低于约0dBm时恒定在11mA左右。在所需的Icq2显著增加前，从7dBm到19dBm有一个在26mA左右的第二Icq2平台区130b。与仅仅使用Vmode控制来使Icq改变不同的是，一个滑动偏置电路被提供以便自动生成这样一个Icq2曲线来适应于平台区130b，同时使对应于Icq2的上升曲线高到最高功率电平。然而，优选的是对Icq2在较高输出功率电平上使用一个滑动偏置，而在较低功率电平上使用Vmode控制以适应于平台区130a，只要其不干扰滑动偏置操作。表1表示一个包括Icq值和在一个滑动偏置电路中使用Vmode控制的改变的示例产品技术规范。

  Vmode  功率电平  Icq-1  Icq-2  总的Icq(不包括  Ibias)  3V  ＜5dBm  12mA  11mA  ～25mA  0V  ＞5dBm  12mA  26mA  ～40mA

表1  Vmode与滑动偏置组合

  Vmode  功率电平  Icq-1  Icq-2  总的Icq(不包括  Ibias)  3V  ＜15dBm  12mA  26mA  ～40mA  0V  ＞15dBm  12mA  90mA  ～100mA

表2  Vmode，无滑动偏置

在表1中，Icq-1和Icq-2的值表示通过一个具有Vmode控制的滑动偏置电路可取得的目标值。例如，26mA的值对一个通过偏置控制而利用效率增强的28dBm InGaP CDMA P.A.是近似最小值。特别地，Vmode表1解释了通过增加一个Vmode开关到滑动偏置电路，可以提供一种非常有效的操作模式。滑动偏置电路负责在最高功率电平上的电流增加。然而，该曲线显示在功率低于大约5dBm时电流能被再次减小。因此对更有效的操作来说，该组合是更优选的方法。对比之下值得注意的是，表2提供了在不实现滑动偏置电路的情况下实现Vmode系统偏置控制时将得到的静态电流值。相比于表1中的值，表2中的静态电流明显更高。

可以理解的是，在本领域技术人员的设想范围内可能取得更低的Icq-2的值，例如，使用一个调节器切换方法而不是静态电流切换。

除了Vmode的Icq-1和Icq-2控制的使用之外，一个滑动偏置电路的使用需要对在要控制的器件处的输入功率的检测。这个要求直接来源于所需电流随着功率电平的变化(在输入或者输出处测得)。由于第一级的静态电流不需要改变，所以功率能在输入处使用一个与Q1联合偏置的电流检测器被很方便地检测。由于Q1的静态电流被严格控制，所以检测器也将被严格控制。

图6说明了在三个操作温度条件下Icq-2电流值对P.A.的输入功率(Pin)的图示150，即炎热160、室温165和寒冷170。图7(a)特别说明了一个图示175，其概括了在所有温度下(炎热、室温、寒冷)都可以接受的作为功率放大器的输入功率(Pin)的函数的Icq-2电流值180。本发明的滑动偏置电路从而被配置以获得一条诸如图7(a)所示的曲线180的Icq-2电流响应曲线。图7(b)说明了Icq-1和Icq-2控制曲线对P.A.的输出功率(Pout)的图示190，其中Icq-1在操作范围内为恒定，以及Icq-2被示为在两个区域内增加。如表1所示，在20dBm后增加的一个区域将通过滑动偏置电路处理，而在5dBm增加的区域将通过Vmode控制来处理。

图8说明了实现本发明的滑动偏置电路的P.A.的一个简化电路图200。如图8所示，P.A.200是一个如图3中所描述的两级AB类功率放大器，其具有增益晶体管Q1、Q2(每一个所述晶体管各自有耦合电容CQ1和CQ2以耦合RF信号)、一个级间匹配和Q1及Q2的偏置电路。此外，一个用于修改Q2偏置的滑动偏置电路250也包括在内，如图8所示，此电路被示为一个分离的电路。可以理解的是，Q2偏置和滑动电路可以集成起来。然而如图8所示，P.A.200另外包括一个RF检测电路210以检测在放大器输入上的进入功率(incidentpower)。RF检测电路210特别地对通过Q1(RFin)的电流进行镜像并且利用与Q1相同的偏置电路，该偏置电路表示为一个共同的偏置电路220。RF检测电路210包含一个以恒定电流为偏置的用于AB类操作的晶体管Qd，如图8所示，其用于驱动滑动偏置电路250。因此，当功率输入到此晶体管时，通过集电极的电流将会增加。所检测的电流通过在检测器集电极处的电阻212被改变为一个电压。这个电阻212的值也是检测幅度的一个因子。如果电话不提供参考电压，那么诸如带隙(band gap)类型电路的生成参考电压的电路必须被提供。在电容211上的所述改变的电压信号随着输入到检测电路210的RF信号的增加而增加，即电压跟踪输入RF功率电平。电阻212和电容211在检测电路210处的组合还作为一个滤波器来移除所跟踪的电压信号的任何RF调制，从而调制信号不会被馈送到滑动偏置电路250中。

平均电容211的值对于电路特性是至关重要的。太高的电容值将使得电路太慢，因而不能通过系统规范以稳定P.A.的性能；太低的电容值将使检测器的平均不合适。平均的缺乏可能在Q2的滑动偏置电路250的输入处引起基带调制。这将生成某一额外的邻信道功率比(ACPR)以及功率放大器将不能满足此严格的规范。

所检测的电压被用于馈送一个滑动电路，此电路改变由它自己的偏置电路提供的Q2的静态电流。对级间电路和Q2的负载电路都没有改变。

图9说明了检测电路210的简化电压响应。检测器晶体管Qd是一个与Q1有相同电流密度偏置的晶体管镜。其镜像比为r＝AQd/AQ1，这里“A”是晶体管发射极面积。如图9的图示所示，最大电压VdO对应于无功率通过检测器，或者对应于在值PdO以下的一个功率，在值PdO处Qd的基极开始传导更多的电流。VdO＝Vref-R0*Icqd。此外，Icqd＝r*Icq1。通常，“AQd”的值或者“r”应该选择得尽可能小以最大化检测器范围(最大化“VdO”)。

由于偏置与Q1是共同的，通过RF检测器210的静态电流随温度和其他变量(如其他提供给P.A.的电压)是非常稳定的。检测器是Q1的一个镜像，且作为一个起始点，Cd的值与Cq1以相同的镜像比成比例。然而通过检测器210的输入功率可以通过改变检测器电容Cd的值而被调节成使得所检测的电流在期望的电平“PdO”上开始滑动。在检测器中，两个电阻212a、212b的值并行地定义了Qd的RF负载RLd。同样为了最大化检测器的动态范围，电阻的阻值应该被选择成使得RLd＝(Vref-Vsat)2/(2*PdM)，这里“PdM”是在检测器输出处所考虑的最高功率值。作为一个起始点，电阻R212a的值应该被选择成使得在最大功率电平上有VdM＝Vref-R212a*IdM(以电阻212a作为连接到Vref的电阻)；然而它也能被降低，如果目的不是最大化检测器范围或者符合所检测的电压且曲线的斜率符合Q2的偏置电路同时满足图7(a)中定义的静态电流的要求的话。

由于所需电流随着功率电平的变化，通过在P.A.第一级抽头而检测的输入功率(电流检测)是必须的。电路需要在一个“低”速下执行，且当更多功率在P.A.的输入处被提供时将会开始启动(kick in)(即不是以基带速度)。这个考虑是非常重要的，因为在基带的Icq的任何变化将依次改变所考虑的该级的增益和相位，因此调制这一级并在临近信道内产生附加的能量。ACPR则可能显著恶化。存在由此电路允许的一个检测器电容211的范围，此范围允许检测器210平均基带信号但仍然足够快以满足整个系统的技术规范。由于基带频率在各个系统间是不同的，同时一个新的功率电平稳定所需要的时间在各个系统间也是不同的，故这个范围可随不同系统而不同。

在滑动电路250的输入处，电压跟踪输入功率电平。由于Qd是一个操作于AB类配置的低于某一功率电平的晶体管，故将没有所检测的电压，而在某一电压阈值电平之后，滑动电路250将会开始启动。在滑动电路250中可能需要存在某种信号的整形，例如必要时一个电阻纠正馈送到Q2偏置的电压。优选的是将滑动偏置电路250和Q2偏置电路集成在一起。

图10是一个说明了根据本发明的一个优选实施例的电路300’的图解，此电路表示输出AB类P.A.的一部分，其对应于图8中所描述的电路部分300。电路300’说明了根据本发明的(RF)功率输入检测器电路210、可自适应滑动电路250和Q2偏置电路。检测器电路210的电压输出215直接被流过检测器的电流所影响，并通过电阻227馈送到可自适应滑动电路晶体管225中。操作时，当电压215下降(随着通过检测器的功率的增加)，通过晶体管225的电流将会下降。依次地，电阻228和晶体管120之间的比被改变，由于差分对325的组合将通过所有分支的总电流保持为恒定，通过晶体管120的静态电流(Q2的一个镜像)被改变。因此，通过输出晶体管Q2的静态电流Icq-2以本文描述的方式随着改变的RF输入电压而被自动改变。应该可以理解的是，在一个优选实施例中，图3中所示的借助一个Vmode信号126离散地改变静态电流的Vmode晶体管125，可以被额外地并行提供给RF检测120和可自适应偏置电路250，以提供附加Vmode离散静态电流Icq-2控制。在此实施例中，有两个功率范围，在这两个范围中通过输出晶体管Q2的静态电流Icq-2改变：自适应滑动偏置电路将在更高的功率电平上开始启动(参见图7(b))，而连同图4被描述的Vmode将在由Vmode电压126指定的预定的阈值处开始启动，其例如用于在低于一个阈值功率的输出功率电平上降低Icq电流，举例来说此阈值功率可以为5dBm。自适应偏置电路250开始启动的电压和变化的斜率依赖于基极电阻227的值和滑动偏置电路晶体管225的集电极电阻228的值以及如图10中所示的参考电压230。如上文中所描述的那样，所述特点也都依赖于为检测器所选择的值。应该可以理解的是，图10的电路已经被修改以省去某些电容器件和其他帮助抑制噪声和在输出级电路中增强稳定性的电路元件。

由于此实施例中关于图10所展示和描述的检测器210通过晶体管250在另一侧被连接到差分对325，故此晶体管恰好操作于饱和状态，且其通过它的二极管而被打开。由于此切换操作，此电路的操作较之共同所有、共同待审的美国临时专利申请No.60/433,752[案号15926，703067]中描述的滑动偏置将会更加陡峭(abrupt)。因此响应如图1中所示是在使用一个Vmode(离散改变)和一个滑动偏置曲线之间。

虽然已经展示和描述了所认为的本发明的优选实施例，但可以理解的是，在不脱离本发明精神的情况下当然可以在形式或细节上容易地进行各种修改和改变。因此本发明不希望被限于所描述和说明的精确形式，而是能够包含落入所附权利要求书范围中的所有修改。