具有多重输出的电源供应器及其时间延迟同步控制方法

摘要

本发明公开了一种用于具有多重输出的电源供应器的时间延迟控制方法，特别是一种用于具有多重输出及紧密输出调节功能的电源供应器的时间延迟同步控制方法。该交换式电源供应器包括：一个具有电流模式输出的直流到直流转换器，该转换器可为一个LLC串联谐振转换器(SRC)，或为一个返驰式转换器；一个或数个与前级直流到直流转换器的输出电容器直接串联的后级降压转换器；以及一种新的时间延迟同步控制方法，让前级LLC串联谐振转换器(LLC－SRC)或返驰式转换器，可同步及调整后级降压。本发明所提供的时间延迟同步控制电路，可消除在现有技术中所用的后级降压转换器的输入滤波器，并且可降低在前级直流到直流转换器的输出电容器上的纹波电流。因此，可得一个整体的高效率架构。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于具有多重输出的电源供应器的时间延迟控制方法，特别是涉及一种用于具有多重输出与紧密输出调节的电源供应器的时间延迟同步控制方法(TIME DELAY CONTROLSCHEME FOR A POWER SUPPLY WITH MULTIPLE OUTPUTS)。

背景技术

在具有多重输出的交换式电源供应器(switching mode powersupplies，SMPS)的设计中，符合多重输出(multiple outputs)的相互调节(cross regulation)需求，是相当重要的课题。此外，随着SMPS的发展，不可避免的必须考虑提高效率及降低成本的需求。

请参阅图1所示，是一个具有多重输出的SMPS的现有习知实施例的方块示意图。该实施例包括一个前级直流到直流转换器(front-end DC/DC converter)1，而且与两个后级降压转换器(post buck converters)2及3串联。其中一个输出Vo3是直接取自前级直流到直流转换器1的输出。两个后级降压转换器2及3都具有一个输入滤波器(input filter)，且该输入滤波器具有与前级直流到直流转换器的输出电容器(output capacitor)Cf串联的一个LC结构。

因为前级直流到直流转换器1与后级降压转换器2及3可个别独立运作，所以图1所示的现有习知的SMPS可实现紧密多重输出调节的功能。然而，后级降压转换器2及3的输入滤波器的额外成本，却非原先所预料。再者，虽然对每一个后级降压转换器2及3，都会加入输入滤波器，但是因为后级降压转换器2及3的固有脉冲输入(inherent pulsating input)特性，所以在前级直流到直流转换器1的输出电容器Cf上，仍然会产生具有大量均方根rms(root mean square)值的纹波电流(ripple current)。因此会大量增加电流应力及造成在输出电容器上所消散的损耗(loss)大量增加。为减少因损耗增加所造成的压力，不可避免的必须使用大量的电容器或使用高品质的电容器。这会导致必须使用更高成本来实现此架构，特别是在具有较大输出电流的输出的实例中。

因此，本发明人尝试提出一种具有新控制方法的新架构，该架构可克服现有技术中的具有多重输出调节的SMPS的缺点。

发明内容

本发明的目的在于，克服现有的具有多重输出的交换式电源供应器存在的缺陷，而提供一种新的用于具有多重输出的电源供应器(SMPS)  的新电源架构及时间延迟控制方法，所要解决的技术问题是使其在此架构中，前级直流到直流转换器，被设定为具有一个电流模式输出(current mode output)，用来将一个脉冲电流，整流(rectify)成输出电容器的整流器，例如一个返驰式转换器(flyback converter)，从而更加适于实用。

本发明的另一目的在于，提供一种具有多重输出的电源供应器及其时间延迟同步控制方法，使后级降压转换器直接与前级直流到直流转换器的输出电容器串联，而且不需使用后级降压转换器的输入滤波器。此外，与现有技术不同的是，本发明提供的SMPS包括一个时间延迟同步控制电路，用来当成后级降压转换器的控制器。本发明所提供的时间延迟同步控制电路至少包括下列功能。首先，同步前级直流到直流转换器与后级降压转换器。接下来，提供及调整用于后级降压转换器的一个驱动信号(drivesignal)，藉此达成紧密多重输出调节功能。接下来，根据公知理论，获得在输出电容器上的纹波电流的一个最小化(minimized)的rms值，所要解决的技术问题是藉此控制前级直流到直流转换器与后级降压转换器之间的时间延迟，从而更加适于实用。

本发明的再一目的在于，提供一种时间延迟同步控制电路，所要解决的技术问题是使其至少包括下列功能。首先，同步前级直流到直流转换器与后级降压转换器。接下来，提供及调整用于后级降压转换器的一个驱动信号(drive signal)，藉此达成紧密多重输出调节功能。接下来，根据公知理论，获得在输出电容器上的纹波电流的一个最小化(minimized)的rms值，藉此控制前级直流到直流转换器与后级降压转换器之间的时间延迟。，所要解决的技术问题是后级降压转换器可在当直流到直流转换器输出脉冲输出电流至前级直流到直流转换器的输出电容器的该时间点，直接提取脉冲输入电流。因为在输出电容器Cf1上的损耗极小，所以可达成高转换效率。此外，亦可省去在现有技术中所用的输入滤波器，因此可降低不少成本，从而更加适于实用，且具有产业上的利用价值。

本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方法来实现的。依据本发明提出的一种具有多重输出的电源供应器，该电源供应器包括：一个前级转换器，该前级转换器具有一个电流模式输出；一个第一降压转换器及一个第二降压转换器，该第一降压转换器及该第二降压转换器，是与该前级转换器的一个第一输出电容器串联，该第一降压转换器是由一个第一降压开关所控制，且该第二降压转换器是由一个第二降压开关所控制；以及一时间延迟同步控制电路，用来控制一个延迟时间，且该延迟时间是定义为在该前级转换器，开始将一个脉冲输出电流传送至该第一输出电容器的一个时间点，与该第一降压开关及该第二降压开关被开启的一个时间点之间，其中该第一降压转换器及该第二降压转换器，会在当该前级转换器，将该脉冲输出电流传送至该第一输出电容器期间，从该第一输出电容器提取脉冲电流。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的前级转换器为一个LLC串联谐振转换器(LLC-SRC)。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的前级转换器包括：一桥接电路，该桥接电路包括一对电源开关，且该桥接电路耦合至一个输入电压；一个谐振回路，该谐振回路耦合至该桥接电路，并且被该对电源开关驱动；以及一个整流器，该整流器耦合至该谐振回路，用来从该谐振回路，提供该前级转换器的该电流模式输出。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的整流器为一个二极管整流器，或为一个同步整流器。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的谐振回路包括：一个串联谐振电容器，该串联谐振电容器耦合至该桥接电路；一个串联谐振电感器，该串联谐振电感器耦合至该串联谐振电容器；以及一个变压器，该变压器具有耦合至该串联谐振电感器与该桥接电路的一个磁化电感器，其中，该串联谐振电容器、该串联谐振电感器、及该磁化电感器，共同组成该谐振回路的两特征频率。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的串联谐振电感器为用于该变压器的一个离散组件，或可由该变压器的一个泄漏电感所取代。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的桥接电路包括耦合至该输入电压的一个总线电容器。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的变压器包括依照相位串联的一个一次侧线圈及两个二次侧线圈，用来将该桥接电路及该谐振回路，与该整流器隔离。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中在当该前级转换器，开始提供该脉冲输出电流的该时间点之后，再延迟一个延迟时间后，该第一降压开关及该第二降压开关，会顺序地开启，并且接下来会在该第二降压开关关闭之后，将该第一降压开关关闭。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中在该前级转换器的该脉冲输出电流达到零之前，该第一及该第二降压开关，两者都会先关闭。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中在当该前级转换器，开始提供该脉冲输出电流的该时间点之后，再延迟一个延迟时间后，该第一降压开关会开启，而且接下来会关闭该第一降压开关，当该第一降压开关被关闭时，该第二降压开关会顺序地被开启。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中在该前级转换器的每两输出电流脉冲之间，会存在一个停滞传导时间区间，该第一降压开关及该第二降压开关，会顺序地开启，而且接下来在该第二降压开关被关闭之前，会将该第一降压开关关闭，在开启该第一降压开关的该区间与开启该第二降压开关的该区间之间，会存在一重叠区间。

本发明的目的及解决其技术问题还采用以下的技术方法来实现。依据本发明提出的一种具有多重输出的电源供应器，该电源供应器包括：一个具有一个电流模式输出的前级转换器，用来供应该电源供应器的一个第一输出；一个第一降压转换器及一个第二降压转换器，该第一降压转换器及该第二降压转换器，是与该前级转换器的一个第一输出电容器串联，而且该些后级转换器的该些输出，是连接在一起，以提供该电源供应器的一个第二输出，该第一降压转换器是由一第一降压开关所控制，且该第二降压转换器是由一第二降压开关所控制；以及一时间延迟同步控制电路，用来控制该第一降压转换器及该第二降压转换器，在当提供该前级转换器的该输出电流的每两个脉冲的该时间期间，从该第一输出电容器，提取该两脉冲电流的其中之一，而且在该前级转换器的该输出电流的每一脉冲的该时间期间，只有该第一降压转换器及该第二降压转换器的其中之一，会从该第一输出电容器，提取该脉冲电流。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中在该前级转换器，开始具有该脉冲输出电流的一时间点，与该第一降压开关或该第二降压开关被开启的一时间点之间，会存在一个延迟时间。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中在该前级转换器的该脉冲输出电流达到零之前，该第一及该第二降压开关，两者都会先关闭。

本发明的目的及解决其技术问题还采用以下的技术方法来实现。依据本发明提出的一种用于具有多重输出的一个电源供应器的时间延迟同步控制方法，且该电源供应器包括具有一个电流模式输出的一前级转换器，以及一个第一降压转换器和一个第二降压转换器，该第一及该第二降压转换器，是与该前级转换器的一个输出电容器串联，该第一降压转换器是由一个第一降压开关所控制，且该第二降压转换器是由一个第二降压开关所控制，该方法包括：调整一个延迟时间，且该延迟时间是定义为在该前级转换器，开始将一脉冲输出电流传送至该输出电容器的一时间点，与该第一降压开关及该第二降压开关被开启的一时间点之间；以及由该第一降压开关及该第二降压开关，在当该前级转换器，将该脉冲输出电流传送至该第一输出电容器期间，从该第一输出电容器，提取脉冲输出电流。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的时间延迟同步控制方法，其中在当该前级转换器，开始提供该脉冲输出电流的该时间点之后，再延迟一个延迟时间后，该第一降压开关及该第二降压开关，会顺序地开启，并且接下来会在该第二降压开关关闭之后，将该第一降压开关关闭。

前述的时间延迟同步控制方法，其中在当该前级转换器，开始提供该脉冲输出电流的该时间点之后，再延迟一个延迟时间后，该第一降压开关会开启，而且接下来会关闭该第一降压开关，当该第一降压开关被关闭时，该第二降压开关会顺序地被开启。

前述的时间延迟同步控制方法，其中在该前级转换器的每两输出电流脉冲之间，会存在一个停滞传导时间区间，该第一降压开关及该第二降压开关，会顺序地开启，而且接下来在该第二降压开关被关闭之前，会将该第一降压开关关闭，在开启该第一降压开关的该区间与开启该第二降压开关的该区间之间，会存在一个重叠区间。

本发明的目的及解决其技术问题还采用以下的技术方法来实现。依据本发明提出的一种具有多重输出的电源供应器，该电源供应器包括：一个转换器，该转换器具有一整流器及一个输出电容器；以及一个降压转换器，该降压转换器是与该转换器的该输出电容器直接串联，其中，该降压转换器是由一降压开关所控制，而且该降压开关是与该整流器同步，并且在关闭该转换器的一时间点开始开启。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的转换器为一个返驰式转换器。

前述的具有多重输出的电源供应器，其中所述的整流器为一二极管整流器，或为一同步整流器。

本发明与现有技术相比具有明显的优点和有益效果。由以上技术方法可知，为了达到前述发明目的，本发明的主要技术内容如下：

本发明提供一种用于具有多重输出的电源供应器的时间延迟同步控制方法。该电源供应器包括具有一个电流模式输出的一个前级整流器(front-end converter)，以及一个第一降压转换器(first buck converter)及一个第二降压转换器(second buckconverter)。两个降压转换器都与前级整流器的输出电容器直接串联。在该时间延迟同步控制方法中，会调整一个延迟时间(delaytime)，且该延迟时间是定义为在当前级整流器开始提供脉冲输出电流给其输出电容器的时间点，与当第一降压开关(first buckswitch)或第二降压开关(second buck switch)开启的时间点之间。第一降压开关及第二降压开关，两者都会在当前级整流器提供脉冲输出电流给其输出电容器期间，提取脉冲输入电流。

在时间延迟同步控制方法的另一实施例中，在位于当前级整流器开始提供脉冲输出电流的时间点之后的延迟时间后，第一降压开关及第二降压开关会顺序地开启，而且接下来在第一降压开关被关闭之前，第二降压开关会先关闭。在本实施例中，第一降压开关是在前级整流器的脉冲输出电流达到0之前被关闭。

在时间延迟同步控制方法的另一实施例中，在位于当前级整流器开始提供脉冲输出电流的时间点之后的延迟时间后，第一降压开关会开启，而且接下来第二降压开关会关闭。当第一降压开关被关闭时，第二降压开关会顺序地开启。在本实施例中，第二降压开关是在前级整流器的脉冲输出电流达到零之前被关闭。

在时间延迟同步控制方法的另一实施例中，如果在前级整流器的每两个输出电流脉冲之间，存在一个零电流时间区间(zerocurrent time interval)，则第一降压开关及第二降压开关会顺序地开启，而且接下来在第二降压开关被关闭之前，第一降压开关会先关闭。在第一降压开关被开启及第二降压开关被开启的时间区间之间，会存在重叠的部分。

为达成在此所详加说明的根据本发明的上述及其它目的，本发明还提供一种用于具有多重输出的电源供应器的时间延迟同步控制方法。该电源供应器包括可顺序地提供一个电流模式输出的一个前级整流器，以及一个第一降压转换器及一个第二降压转换器。第一降压转换器及第二降压转换器两者都与前级整流器的一个第一输出电容器直接串联。前级整流器是用于提供电源供应器的一个第一输出，而且第一降压转换器及第二降压转换器，是用于提供电源供应器的一个第二输出。在该时间延迟同步控制方法中，该第一降压开关及第二降压开关，会在当提供每两个输出电流脉冲期间，从第一输出电容器上，交替地提取两个脉冲电流的其中之一。

在上述的时间延迟同步控制方法中，在当前级整流器提供脉冲输出电流时间点与第一降压开关或第二降压开关被开启的时间点之间，会存在一个延迟时间。在前级整流器的脉冲输出电流到达零之前，第一及第二降压开关会被关闭。

为达成在此所详加说明的根据本发明的上述及其它目的，本发明还提供一种用于具有多重输出的电源供应器的时间延迟同步控制方法。该电源供应器包括一个返驰式转换器，且该返驰式转换器具有一个二极管整流器(diode rectifier)或一个同步整流器(synchronous rectifier)，及一个输出电容器。电源供应器更加包括一个直接与返驰式转换器的输出电容器串联的降压转换器。在该时间延迟同步控制方法中，降压开关会与该二极管整流器或同步整流器一起同步开启，并且在其关断之前的时间点提前关闭。

经由上述可知，本发明是关于一种用于具有多重输出及紧密输出调节功能的电源供应器的时间延迟同步控制方法。该交换式电源供应器包括：一个具有电流模式输出的直流到直流转换器，该转换器可为一个LLC串联谐振转换器(SRC)，或为一个返驰式转换器；一个或数个与前级直流到直流转换器的输出电容器直接串联的后级降压转换器；以及一种新的时间延迟同步控制方法，让前级LLC-SRC或返驰式转换器，可同步及调整后级降压。本发明所提供的时间延迟同步控制电路，可消除在现有技术中所用的后级降压转换器的输入滤波器，并且可降低在前级直流到直流转换器的输出电容器上的纹波电流。因此，可得一个整体的高效率架构。

借由上述技术方法，本发明用于具有多重输出的电源供应器的时间延迟控制方法至少具有下列优点：

本发明提供一种新的用于具有多重输出的电源供应器(SMPS)的新电源架构及时间延迟控制方法，在此架构中，前级直流到直流转换器，被设定为具有一个电流模式输出(current modeoutput)，用来将一脉冲电流，整流(rectify)成输出电容器的整流器，例如一个返驰式转换器(flyback converter)。此外，与现有技术不同的是，后级降压转换器直接与前级直流到直流转换器的输出电容器串联，而且不需使用后级降压转换器的输入滤波器。本发明提供的SMPS包括一个时间延迟同步控制电路，用来当成后级降压转换器的控制器。本发明所提供的时间延迟同步控制电路，至少包括下列功能。首先，同步前级直流到直流转换器与后级降压转换器。接下来，提供及调整用于后级降压转换器的一个驱动信号(drive signal)，藉此达成紧密多重输出调节功能。接下来，根据公知理论，获得在输出电容器上的纹波电流的一个最小化(minimized)的rms值，藉此控制前级直流到直流转换器与后级降压转换器之间的时间延迟。

因此，后级降压转换器可以在当直流到直流转换器输出脉冲输出电流至前级直流到直流转换器的输出电容器的该时间点，直接提取脉冲输入电流。因为在输出电容器Cf1上的损耗极小，所以可以达成高转换效率。此外，亦可省去在现有技术中所用的输入滤波器，因此可降低不少成本，从而更加适于实用，且具有产业上的利用价值。

综上所述，本发明特殊的用于具有多重输出的电源供应器的时间延迟控制方法，具有上述诸多的优点及实用价值，并在同类结构及方法中未见有类似的设计公开发表或使用而确属创新，其不论在结构上、方法上或功能上皆有较大的改进，在技术上有较大的进步，并产生了好用及实用的效果，且较现有的具有多重输出的电源供应器的时间延迟控制方法具有增进的多项功效，从而更加适于实用，而具有产业的广泛利用价值，诚为一新颖、进步、实用的新设计。

为让本发明之上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举一个较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：

附图说明

图1是现有技术中所用，具有当成后级电压调节器(postvoltage regulators)的降压转换器的SMPS的方块图。

图2是具有用于同步后级降压转换器的一时间延迟同步控制电路的本发明实施例的方块图。

图3是本发明提出的电源架构的实施例，其中一个LLC-SRC是用来当成图2所示的前级直流到直流转换器。

图4是图3的操作状态，以及一个用来显示其时间延迟同步控制的时序图。

图5是用来说明图3的另一个时间延迟同步控制方法，以及在LLC-SRC的输出电容器上的电流纹波降低的示意图。

图6是用来说明图3的另一个时间延迟同步控制方法，以及其上电流纹波降低的示意图。

图7是用来说明图3的另一个时间延迟同步控制方法，以及其上电流纹波降低的示意图。

图8是本发明提出的电源架构的另一实施例，且该电源架构使用两个交错的同步后级降压转换器，其中SMPS具有一个相较于其它输出而言为非常低的输出电压。

图9是用来说明图8的一个时间延迟同步控制方法，以及其上电流纹波降低的示意图。

图10是本发明的另一实施例，其中一个返驰式转换器是用来当成第2图的前级直流到直流转换器。

图11是用来说明图10的一个时间延迟同步控制方法，以及一个用来降低在输出电容器上的电流纹波方法的示意图。

【主要组件符号说明】

1：前级直流到直流转换器    2：后级降压转换器

3：后级降压转换器          110：LLC-SRC

120：全波整流器            130：后级降压转换器

140：后级降压转换器        150：桥接电路

160：谐振回路              170：时间延迟同步控制电路

210：前级直流到直流转换器  220：后级降压转换器

230：后级降压转换器        240：时间延迟同步控制电路

901：返驰式转换器          902：降压转换器

903：时间延迟同步控制电路

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的用于具有多重输出的电源供应器的时间延迟控制方法其具体实施方式、方法、步骤、结构、特征及其功效，详细说明如后。

本发明提供一种用于具有多重输出的交换式电源供应器(SMPS)的新电源架构。值得注意的是，在此架构中，前级直流到直流转换器，被设定为具有一个电流模式输出。此外，与现有技术不同的是，后级降压转换器直接与前级直流到直流转换器的输出电容器串联，而且不需使用在现有技术中所用的后级降压转换器的输入滤波器。本发明提供的SMPS包括一个时间延迟同步控制电路，用来当成后级降压转换器的控制器。本发明所提供的时间延迟同步控制电路至少包括下列功能。首先，同步前级直流到直流转换器与后级降压转换器。接下来，提供及调整用于后级降压转换器的一个驱动信号，藉此达成紧密多重输出调节功能。接下来，根据公知理论，获得在输出电容器上的纹波电流的一个最小化的rms值，藉此控制前级直流到直流转换器与后级降压转换器之间的时间延迟。

因此，该后级降压转换器可在当直流到直流转换器输出脉冲输出电流至前级直流到直流转换器的输出电容器的该时间点，直接提取脉冲输入电流。因为在输出电容器Cf1上的损耗极小，所以可以达成高转换效率。此外，亦可省去在现有技术中所用的输入滤波器，因此可降低不少成本。

在如图2所示的本发明的另一实施例中，其中图2是具有用于同步后级降压转换器的一时间延迟同步控制电路的一个交换式电源供应器的方块图。用于具有多重输出的交换式电源供应器的架构包括一个前级直流到直流转换器210、两个后级降压转换器220及230、以及一个时间延迟同步控制电路240。其中，前级直流到直流转换器210，是设定成具有电流模式输出。与现有习知架构不同的是，该两个后级降压转换器220及230直接与前级直流到直流转换器的输出电容器串联，而且不需使用后级降压转换器的输入滤波器。

本发明的SMPS的架构包括时间延迟同步控制电路240，且该电路被当成后级降压转换器的控制器使用。本发明所提供的时间延迟同步控制电路240至少包括下列功能。首先，同步前级直流到直流转换器与后级降压转换器。接下来，提供及调整用于后级降压转换器的一个驱动信号，藉此达成紧密多重输出调节功能。接下来，根据公知理论，获得在输出电容器上的纹波电流的一个最小化的rms值，藉此控制前级直流到直流转换器与后级降压转换器之间的时间延迟。

在如图3所示的本发明的另一实施例中，本发明的一个较佳实施例提供一种具有当成图2的前级直流到直流转换器210的LLC-SRC(串联谐振转换器(Series Resonant Converter，SRC))的架构。如果在SRC的变压器(transformer)中的磁化电感(magnetizing inductor)，有参与谐振处理(resonance process)，则可获得一个LLC-SRC，藉此可改善串联谐振转换器(SRC)的不良调节特性。在本发明提供的架构中，采用一个全波整流器(Full-wave rectifier)120的一个LLC-SRC 110，是被用来当成前级直流到直流转换器，而且时间延迟同步控制电路170，是用来同步及调整两个后级降压转换器130及140，以达成紧密调节多重输出的功能。其中，LLC-SRC 110包括一个桥接电路(bridgecircuit)150，且该桥接电路150包括用来驱动一个谐振回路(resonant tank)160的一对电源开关(power switches)S1及S2，且该谐振回路160是由一个串联谐振电感器(series resonantinductor)L_s、一个串联谐振电容器(series resonantcapacitor)C_s、以及变压器TX的一个磁化电感器(magnetizinginductor)L_m所组成。其中，串联谐振电感器Ls可为离散组件，或是可由一个变压器TX的泄漏电感(leakage inductance)所取代。这三个谐振组件共同组成谐振LLC回路的两个可用下列公式取得的特征频率(characteristic frequencies)f_s及f_m：

$>>fs>=>>1>>2>\pi >>Ls>\times >Cs>>>>->->->>(>1>)>>>s>$

$>>fm>=>>1>>2>\pi >>>(>Ls>+>Lm>)>>\times >Cs>>>>->->->>(>2>)>>>s>$

如图所示，半桥电路(half bridge circuit)150更加包括一个输入电压Vin，以及一个总线电容器(bus capacitor)Cb。包括依照相位串联的一个一次侧线圈(primary winding)np及两个二次侧线圈(secondary windings)n_s1及n_s2的变压器TX，会将桥接电路150及谐振回路160，与全波整流器120隔离。

全波整流器120包括一对连接到输出电容器Cf1的整流器二极管(rectifier diodes)D1及D2。整流器二极管D1及D2的阴极(cathodes)，是经由输出电容器Cf1，连接到由Lo3及Co3所组成的一个输出滤波器(output filter)，以获得一输出Vo3。整流器二极管D1的阳极(anode)，是连接至二次侧线圈n_s2的一个反相端(reverse terminal)。二次侧线圈n_s1及n_s2的连接端(connection terminal)，是连接至输出，当成二次侧线圈端的接地点。

如图所示，一个电源开关Q1、一个飞轮二极管(freewheelingdiode)D3、一个输出电感器Lo1、以及一个输出电容器Co1，共同组成与输出电容器Cf1直接串联的后级降压转换器130。此外，输出电容器Cf1亦与另一个后级降压转换器140直接串联，且该后级降压转换器140包括一个电源开关Q2、一个飞轮二极管D4、一个输出电感器Lo2、以及一个输出电容器Co2。

经过适当参数设计的LLC-SRC可对变压器一次侧端(primaryside)开关，达成零电压切换(Zero Voltage Switching，ZVS)，以及对二次侧端(secondary side)开关，达成零电流切换(ZeroCurrent Switching，ZCS)。

请参阅图4所示，是LLC-SRC的操作状态，及其时间延迟同步控制的时序图。其中，其开关S1及S2的切换频率(switchingfrequency)，是满足下列条件：

fm≤f≤fs                 (3)

当t＝t₀时，因为主要电流i_r为负值，所以主要开关S1会在ZVS条件下开启。在从t₀到t₁的这一段时间区间期间，整流器二极管D1会提取输出电流，因此造成在磁化电感器L_m上的电压，会被输出电压钳制(clamped)在一个固定值。因此，磁化电感器L_m不会参与谐振处理，而且在这段时间期间，磁化电流i_m会线性地增加。请参阅图4所示，在整流器二极管D1中的电流i_d1，会因为L_s与C_s谐振的原因，而形成一个类正弦波形(quasi-sine shape)。

当t＝t₁时，因为切换周期(switching period)大于L_s与C_s的谐振周期(resonant period)，所以在开关S1关闭之前，i_r会下降到与i_m相等。因此，整流器二极管D1会停止提取输出电流。此刻经由C_s、L_s、及L_m，会产生谐振。

当t＝t₂时，开关S1会关闭。开关S2的本体二极管(body diode)会开始传导(conduct)。当t＝t₃时，开关S2会在ZVS条件下开启。

相同的操作处理可在t₃＜t＜t₄及t₄＜t＜t₅的时间区间中分析，而且如图4所示，亦可对整流器二极管D2的电流i_d2，达成相同的操作状态。

i_d1及i_d2的和组成一个经由输出电容器Cf1，流到输出Vo3的其中之一的具类正弦波的整流过电流i_rec。如果LLC-SRC 110是在切换频率f_s下运作，则当整流器二极管D1及D2具传导电流(conduction current)时，就可消除停滞时间(dead time)。在此条件下，电流i_rec会是一个整流过的正弦波形。

在图3所说明的实施例中，时间延迟同步控制电路170的基本动作，是用来确保只有在当整流器二极管D1或D2具传导电流时，后级降压转换器130及140的降压开关Q1及Q2，才会从输出电容器Cf1，提取脉波电流。此外，藉由调整在二极管D1或D2的开启时间与后级降压转换器的开启时间之间的时间延迟，可将输出电容器Cf1上的纹波电流的rms最小化。请继续参阅图4所示，时间延迟同步控制电路170可用来决定开关Q1的开启时间t_d1及开关Q2的开启时间t_d2，并且用来确保在二极管D1的开启时间t_d3之前的开关Q2的关闭时间t_d2。

请参阅图5所示，是用来说明根据本发明一实施例，降低输出电容器Cf1上的纹波电流的原理与方法的示意图。为简化说明起见，以下所归纳及计算的分析结果，是根据类正弦波整流过电流i_rec是近似于一个正弦波形，而且LLC-SRC是在切换频率f_s下运作的假设前提。如果同步后级降压转换器并未工作，则只有一个输出电流I_o3’。因此，在输出电容器Cf1上的纹波电流i_cf1’，会变成i_rec减I_o3’。纹波电流i_cf1’的rms值可由下列公式取得：

$>>>>I>>cf>1>,>rms>>>\prime >>=>>>>I>>rec>.>rms>>>2>>->>>I>>o>3>>>>\prime >2>>>>->->->>(>4>)>>>s>$

其中，I_rec.rms为i_rec的rms值，而且可以下式代表：

$>>>I>>rec>,>rms>>>=>>>2>>2>>>I>>rec>.>p>>>->->->>(>5>)>>>s>$

其中，I_rec.p为i_rec的峰值电流(peak current)。

因为电流i_rec为i_rec的平均值，所以I_rec.p可改写为：

$>>>I>>rec>.>p>>>=>>\pi >2>>>>I>03>>\prime >>->->->>(>6>)>>>s>$

从式(4)、(5)、及(6)中，纹波电流i_cf1’的rms值可以下式代表：

$>>>>I>>Cf>1>,>rms>>>\prime >>=>>>I>pos>>\prime >>>>>\pi >2>>8>>->1>>=>>>>0.483>I>>>o>3>>>\prime >>->->->>(>7>)>>>s>$

从公式(7)及图5可归纳出，如果没有应用用于同步后级降压转换器的时间延迟同步控制方法，则在输出电容器Cf1上，就会存在大量的纹波电流。因为后级降压转换器具有脉冲输入电流，所以在图1的现有技术中所用的SMPS上所发现的远比式(7)中所示的量还大的纹波电流，也会出现在输出电容器Cf1上。为降低输出电容器Cf1上的纹波电流，可应用一种如图5所示的用于同步后级降压转换器的时间延迟同步控制方法。

当电流i_rec从零开始增加时，会设定在时间点t₀之后延迟一延迟时间的一个时间点t₁，开启降压开关Q1。接下来在时间点t₂，开启降压开关Q2。当降压开关Q1关闭时，会在时间点t₄之前的时间点t＝t₃，关闭降压开关Q2。当电流i_rec降到零时，会在时间点t₅之前，关闭降压开关Q1。从时间点t₄开始，在i_rec的另一半波形中，对开关Q1及Q2，会执行同样的切换处理。因此，开关Q1及Q2的切换频率会是LLC-SRC切换频率的两倍。

从图5中可看出，在每一个i_rec的半波期间，由开关Q1及Q2提取电流之后，会留下一个具有大量高阶谐波(high orderharmonics)的电流i_rec’，以经由输出电容器Cf1，提供第三输出Io3。因此，可从输出电容器Cf1上的i_rec’，得到一个交流纹波电流i_cf1。相较于之前的i_cf1’，这个纹波电流的rms值降得相当多。

请参阅图6所示，是用来说明用于图3的同步后级降压转换器的另一个时间延迟同步控制方法的示意图。

此外，为简化在不影响分析结果的条件之下的分析程序，降压开关Q1及Q2的输入电流i_Q1及i_Q2，被视为是方型波。一个其中两个降压转换器都具有相同输出电流的典型状况，是如图6所示。假设输出功率是与不具有同步后级降压转换器的前一状况相同。再者，在此也忽略在同步后级降压转换器中的损耗。整流过电流i_rec应该与具有相同振幅的前者的波形相同。

当电流i_rec从零开始增加时，会设定在时间点t₀之后延迟一延迟时间的一个时间点t₁，开启降压开关Q1。接下来在时间点t₂，关闭降压开关Q1，并且开始开启降压开关Q2。当电流i_rec降到零时，会在时间点t₄之前的时间点t＝t₃，关闭降压开关Q2。从时间点t₄开始，在i_rec的另一半波形中，对开关Q1及Q2，会执行同样的切换处理。因此，开关Q1及Q2的切换频率会是LLC-SRC切换频率的两倍。

从图6中可看出，在每一个i_rec的半波期间，由开关Q1及Q2提取电流之后，会留下一个具有大量高阶谐波的电流i_rec’，以经由输出电容器Cf1，提供第三输出Io3。因此，可从输出电容器Cf1上的i_rec’，与直流成分Io3分离，而得到一个交流纹波电流i_ef1。相较于之前的i_ef1’，这个纹波电流的rms值降得相当多。

表1是列示以一个235瓦(W)的原型(prototype)为范例，降低在输出电容器Cf1上的纹波电流程序的结果。该范例具有与图3相同的架构，并且具有三个输出电压：+12V给Vo3，+5.5V给Vo1，及+3.3V给Vo2。所有数字均是从两个同步后级降压转换器所获得。

表1

    负     载     1      2      3      4      5      6      7      8     (Vo     3)     12V             155W           90W           0W      1     55W     (Vo    1)    5.5    V    4    0W     8    0W     1    4W     12    5W     7    9W     12    5W     7    9W     0    W     (Vo    2)    3.3    V    4    0W     0    W     6    6W     20    W     6    6W     20    W     6    6W     0    W 

如果所有235瓦的功率都传送至+12V的输出，则从式(7)可得纹波电流i_cf1’的rms值：

I_Cf1，rms＝0.483×235/12＝9.46A

如果79瓦的功率传送至+5V的输出，且66瓦的功率传送至+3.3V的输出，则会降低成Io1为15.8A，及Io2为20A，剩下的功率90瓦则传送至+12V的输出。当从t₀到t₁的时间区间与从t₃到t4的时间区间相等时，可计算出纹波电流i_cf1，rms的rms值为5.34A，相较于没有使用同步后级降压转换器的情况中的9.46A，该值显著降低。

当LLC-SRC的切换频率满足式(3)时，整流过电流i_rec会包括如图4所示，在从t₁到t₂的时间区间的一个停滞传导时间(deadconduction time)。如果仍采用如图6所示的时序，则i_Q1及i_Q2的传导时间的和，可能会超过整流过电流i_rec的每一脉冲周期，因此会造成纹波电流i_cf1的rms值大量增加。请参阅图7所示，为确保降压开关Q1及Q2，可在每半波的脉冲周期期间提取电流，i_Q1及i_Q2可能会重叠。这意味着当开关Q1开始关闭时，开关Q2会在时间点t₃之前的时间点t₂开启。因此，当电流i_rec达到0时，开关Q2会在时间点t₅之前的时间点t₄关闭。在这种用于两个后级降压转换器的时间延迟同步控制方法中，相较于图7所示的i_cf1’的波形，纹波电流i_cf1的rms值应该会显著降低。

请参阅图8所示，是一个当交换式电源供应器具有两个输出，其中一个输出电压Vo3是直接来自LLC-SRC110，而且相较于Vo3而言，另一个输出电压Vo1具有相当低的电压的实例。在这种条件下，如果仍考虑使用图3所示的方法，因为降压开关Q1及Q2的传导时间相当窄，而且后级降压转换器130及140仍具有相当高的脉冲输入电流，所以将无法降低输出电容器Cf1上的纹波电流i_cf1的rms值。因此，在图8中的两个同步后级降压转换器130及140，是采用一种交错结构(interleaved structure)，且其时间延迟同步控制方法，是如图9所示。

降压开关Q1及Q2会在电流i_rec的每半波中，经由输出电容器Cf1，交替地提取输入脉冲电流，而且其延迟时间是与其相关的i_rec的半波延迟时间相同。降压开关Q1及Q2的切换频率，是与前级LLC-SRC 110的切换频率相同。降压开关Q1及Q2的脉冲宽度会扩大为前述范例的两倍。因此可显著降低在输出电容器Cf1上的电流压力。

请参阅图10所示，是本发明的另一较佳实施例，其中的前级直流到直流转换器为一返驰式转换器901。返驰式转换器901包括一个返驰式变压器(flyback transformer)TX1、一个主开关S1、一个整流器二极管D1、以及一个输出电容器Cf1。输出滤波器是由一个电感器Lo2与一个电容器所组成。由一个降压开关Q1、一个飞轮二极管D2、一个输出电感器Lo1、以及一个输出电容器Co1所组成的一个降压转换器902，是与输出电容器Cf1直接串联。

请参阅图11所示，是用于后级降压转换器92的时间延迟同步控制方法。当返驰式转换器901的主开关S1开启时，降压开关Q1会与整流器二极管D1同步，在时间点t₃之前的时间点t₁开启，并且在时间点t₃之间的时间点t₂关闭。因此，如图11所示，相较于并未使用后级降压转换器的原始i_cf1’而言，可显著降低在输出电容器Cf1上的纹波电流i_cf1的rms值。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方法范围内，当可利用上述揭示的方法及技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方法的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方法的范围内。