地面数字视频广播接收机中的保护间隔和FFT模式检测器

摘要

为了在接收机中确定FFT和GI(保护间隔)模式，从同相和正交(I/Q)流中产生相关性信号。通过处理以不同的延迟来延迟的相关性信号来产生多个GI模式分离信号。对于每个GI模式分离信号，相应的峰值位置和相应的峰值被确定以用于确定I/Q流的GI和FFT模式。相关性计算器产生依赖于FFT模式的相关性信号以最小化接收机的存储容量和成本。

说明书

本申请要求于2003年11月12日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请第2003-0079904号的优先权，其全部公开内容在此被包含作为参考。

技术领域

本发明一般涉及地面数字视频广播(DVB-T)接收机，尤其涉及，用于确定在DVB-T接收机里I/Q(同相和正交)流的保护间隔(GI)模式和FFT模式的模式检测器和方法。

背景技术

在地面数字视频广播中，大量的载波信号与由IEEE802.11标准协议所定义的正交频分多路复用(OFDM)一起被使用，这对于DVB-T技术领域中的技术人员是公知的。DVB-T传输信号的数据帧包括68个OFDM码元，其中每个码元包括在2K模式下的1705个有效载波或在8K模式下的6817个有效载波。DVB-T标准定义了2K模式和8K模式。更具体地说，2K模式和8K模式一般均称作“FFT模式”，也规定了由DVB-T接收机处理的FFT有效窗口的大小。

因为地面数字视频广播是在不确定的传输通道之上，保护间隔被插入到每个OFDM码元中，如图7所示。图7表示一串OFDM码元(如图7所示的在前的OFDM码元704和在后的OFDM码元706)中的示例OFDM码元702。示例OFDM码元702包括有效码元708和保护间隔710。典型地，保护间隔710是通过将OFDM码元702的末端部分712复制到保护间隔部分710形成的。

每个OFDM码元包括通过复制OFDM码元的相应末端部分来形成的这种相应的保护间隔。这种保护间隔被用来校正来自在DVB-T传输信号的传输期间的反射的信号质量的恶化。例如，当像建筑物这样的高物体处于传输路径中，DVB-T传输信号可被这种建筑物反射，以致于在DVB-T接收机中DVB-T传输信号被接收到两次。每个OFDM码元的保护间隔被用来校正来自这种DVB-T传输信号反射的信号干扰。

然而，在进一步处理接收到的DVB-T信号之前，要求消除每个OFDM码元的保护间隔。参考图7，保护间隔710的长度占OFDM码元702长度的一小部分。特别地，保护间隔710的长度占OFDM码元702长度的1/32、1/16、1/8或1/4。这种分数定义了DVB-T传输信号的GI(保护间隔)模式。

当DVB-T传输信号在DVB-T接收机中作为比特流被接收时，为了消除每个OFDM码元的保护间隔，确定了接收到的比特流的FFT模式和GI模式。其后，使用具有根据FFT模式的2K(2048)或8K(8192)点的有效窗口尺寸对合成的比特流执行FFT(快速傅立叶变换)。

传统的DVB-T接收机典型地能够执行关于不变的FFT模式和GI模式的FFT。因此，传统的DVB-T不能对来自具有变化的操作模式的信道的输入比特流执行FFT。在这一点上，韩国专利第KR10-0327373号公开了能够检测变化的操作模式的传统接收机。然而，仍然希望在最小的DVB-T接收机成本的情况下来提高确定比特流的FFT和GI模式的精度。

发明内容

因此，本发明的模式检测器以及方法确定DVB-T接收机中的可根据输入比特流而变化的FFT模式和GI模式。

本发明的一个方面，在用于确定接收机中的模式的模式检测器以及方法中，相关性计算器从同相和正交(I/Q)流来产生相关性信号。另外，多路可调积分器从被延迟了不同时延的相关性信号中产生多个GI模式分离信号。此外，多个峰值累加器产生每个GI模式分离信号的相应的峰值位置以及相应的峰值。另外，判定单元从GI模式分离信号的相应的峰值位置以及相应的峰值来确定I/Q流的GI模式和FFT模式。相关性计算器被连接到判定单元以产生依赖于FFT模式的相关性信号。

在本发明的一个示例实施例中，每个GI模式分离信号对应于I/Q流的相应的可能GI模式。

在本发明的另一实施例中，判定单元也从GI模式分离信号的相应峰值位置以及相应峰值中确定I/Q流的GI峰值和GI峰值位置。

在相关性计算器的一个示例实施例中，抽取单元通过对I/Q流进行1/M的采样来产生抽取的I/Q流。选择器根据FFT模式来选择I/Q流或抽取的I/Q流中的一个以产生选择的I/Q流。延迟器延迟选择的I/Q流以产生延迟的I/Q流，以及乘法器将选择的I/Q流和延迟的I/Q流相乘以产生相关性信号。在抽取单元的一个示例中，M为4。

在多路可调积分器的示例实施例中，移位寄存器以不同的时延来延迟相关性信号以产生第一延迟信号、第二延迟信号、第三延迟信号和第四延迟信号。第一积分单元将第一延迟信号与相关性信号进行组合以产生第一组合信号，该信号进一步与在前的第一GI模式分离信号进行组合以产生当前的第一GI模式分离信号。第二积分单元将第二延迟信号与相关性信号进行组合以产生第二组合信号，该信号进一步与在前的第二GI模式分离信号进行组合以产生当前第二GI模式分离信号。

另外，第三积分单元将第三延迟信号与相关性信号进行组合以产生第三组合信号，该信号进一步与在前的第三GI模式分离信号进行组合以产生当前第三GI模式分离信号。第四积分单元将第四延迟信号与相关性信号进行组合以产生第四组合信号，该信号进一步与在前的第四GI模式分离信号进行组合以产生当前GI模式分离信号。

例如，从分别以64、128、256和512个采样的时间间隔延迟的相关性信号中产生多路可调积分器中的第一、第二、第三和第四延迟信号。

在每个峰值累加器的一个示例实施例中，第一复数幅度计算器产生GI模式分离信号的复数幅度(complex magnitude)。峰值检测器通过在复数幅度中检测峰值所处的位置来产生GI模式分离信号的相应峰值位置。通过单元选择对应于该峰值位置的GI模式分离信号的一部分以产生通过信号。加法器将通过信号和在前中间结果进行组合以产生加法器输出。延迟器延迟加法器输出以产生并存储延迟的加法器输出，该加法器输出作为用于来自通过单元的在后通过信号的在前中间结果。第二复杂等级计算器通过确定延迟的加法器输出的复数幅度来产生GI模式分离信号的相应峰值。

在判定单元的一个示例实施例中，FFT模式检测器从一个相应的峰值中确定FFT模式。为了产生GI峰值和GI模式，峰值检测器确定相应峰值的最大值。为了产生GI峰值位置，选择器选择对应于相应峰值的最大值的相应峰值位置中的一个。

在一个示例实施例中，FFT模式检测器使用对应于1/16的GI的GI模式分离信号的相应峰值。在另一示例实施例中，对于配置在DVB-T接收机中的模式检测器，FFT模式是2K模式或8K模式中的一个，并且GI模式是1/4、1/8、1/16或1/32中的一个。

在本发明的另一方面，对于数字视频广播接收机，I/Q产生器基于数控振荡信号和采样频率信息来从输入比特流中产生同相和正交(I/Q)流。GI消除单元基于第一码元定时信息和第二码元定时信息来从I/Q流中消除GI(保护间隔)。FFT单元对已经消除GI的I/Q流中执行FFT以产生变换的I/Q流。

另外，模式检测器通过使用依赖于FFT模式的相关性信号来确定I/Q流的GI模式、FFT模式、GI峰值和GI峰值位置。第一码元定时恢复单元根据GI模式、FFT模式和GI峰值位置来产生第一码元定时信息。第二码元定时与采样频率恢复单元根据变换的I/Q流来产生第二码元定时信息和采样频率信息。

此外，第一载波恢复单元响应于GI峰值来产生第一载波恢复信息，和第二载波恢复单元从变换的I/Q流中产生第二载波恢复信息。加法器将第一和第二载波恢复信息进行组合以产生振荡控制信息，和数控振荡器响应于振荡控制信息来产生数控振荡信号。

以这种方式，DVB-T接收机的模式检测器确定可根据输入比特流变化的FFT模式和GI模式。另外，根据FFT模式来产生模式检测器所使用的起始相关性信号，这样为了最小化存储容量并从而最小化模式检测器的成本，数据采样的数目被保持在一定范围内。

附图说明

当参考附图详细地描述具体实施例时，本发明的上述和其它方面和优点将变得更加明显，其中：

图1是根据本发明一个实施例的数字视频地面广播(DVB-T)接收机的方框图；

图2是根据本发明一个实施例的图1的模式检测器的方框图；

图3是根据本发明一个实施例的图2的相关性计算器的方框图；

图4是根据本发明一个实施例的图2的多路可调积分器的方框图；

图5是根据本发明一个实施例的图2的峰值累加器的方框图；

图6是根据本发明一个实施例的图2的FFT和GI模式判定单元的方框图；以及

图7描述了具有插入在每个OFDM码元中的保护间隔的DVB-T传输信号的OFDM码元。

在这里参考的附图是为了清楚的说明而画的，并不一定根据比例绘出。在图1、2、3、4、5、6和7中具有相同附图标记的单元指具有类似结构和/或功能的单元。

具体实施方式

图1是根据本发明一个实施例的地面数字视频广播(DVB-T)接收机的方框图。参考图1，DVB-T接收机包括射频(RF)模块1、I/Q发生器2、模式检测器3、第一码元定时恢复单元4、第一载波恢复单元5、GI消除单元6、FFT单元7、第二载波恢复单元8、加法器9、数控振荡器(NCO)10和第二码元定时与采样频率恢复单元11。

RF模块1接收来自所分配的信道的无线地面信号，产生基带OFDM模拟信号，将OFDM模拟信号转换为数字信号，并输出作为输入比特流R的数字信号。I/Q产生器2使用数控振荡信号和从第二码元定时与采样频率恢复单元11输出的采样频率信息，从输入比特流R中产生同相正交(I/Q)流。数控振荡信号从NCO 10中输出。

GI(保护间隔)消除单元6基于第一码元定时信息和第二码元定时信息来消除I/Q流的每个OFDM码元的GI(保护间隔)，以产生到FFT单元7的合成的I/Q流。FFT单元7基于第一和第二码元定时信息对合成的I/Q流执行快速傅立叶变换(FFT)，以产生变换的I/Q流。

模式检测器3确定I/Q流的GI模式(GI_MODE)、FFT模式(FFT_MODE)、GI峰值(PEAK_VAL)和GI峰值位置(PEAK_POS)。第一码元定时恢复单元4响应由模式检测器3确定的GI模式、FFT模式和GI峰值位置以产生第一码元定时信息。第二码元定时与采样频率恢复单元11从由FFT单元7产生的变换的I/Q流中提取第二码元定时信息和采样频率信息。

这里，第一码元定时信息指定粗码元定时，第二码元定时信息指定细码元定时。用于由I/Q产生器2产生I/Q流的采样信号与采样频率信息同步。

第一载波恢复单元5响应于由模式检测器3产生的GI峰值，以产生第一载波恢复信息。第二载波恢复单元8从变换的I/Q流中提取第二载波恢复信息。第一载波恢复信息包括分数载波恢复信息(fractional carrier recoveryinformation)，而第二载波恢复信息包括整数副载波恢复信息和其它分数载波恢复信息。

加法器9将第一与第二载波恢复信息进行组合以产生振荡控制信息。NCO10响应于来自加法器9的振荡控制信息以产生并输出数控振荡信号。来自NCO 10的数控振荡信号被用来在用于产生I/Q流的I/Q产生器2中调节采样频率。

在采用来自NCO 10的反馈信息的控制下，为了在图1的DVB-T接收机中精确地提取传输的DVB-T数据，第一码元定时恢复单元4和第二码元定时与采样频率恢复单元11确保了适当的采样和同步。另外，图1的DVB-T接收机进一步包括均衡器12和前向纠错单元(FEC)13。均衡器12进一步补偿来自由FFT单元7产生的变换的I/Q流的信号的恶化。FEC单元13使用维特比软解码(Viterbi soft decode)和里德所罗门(Reed Solomon(RS))纠码算法来进一步修正来自均衡器12的I/Q流中误差。从FEC单元13输出的信号具有MPEG(运动图像专家组)编码数据格式，所述信号将被数字信号处理电路处理和解码成将被DVB-T显示的数据。

图2是图1的模式检测器3的一个示例实现的方框图。参考图2，模式检测器3包括相关性计算器14、多路可调积分器15、多个峰值累加器16、17、18和19以及FFT和GI模式判定单元20。

参考图2，相关性计算器14基于来自判定单元20的FFT模式来处理来自I/Q产生器2的I/Q流以产生相关性信号CS。多路可调积分器15延迟相关性信号CS不同的延迟量以产生不同的延迟信号，所述信号被用于进一步产生GI模式分离信号GI＝1/32、GI＝1/16、GI＝1/8和GI＝1/4。每个这样的GI模式分离信号分别用于相应的1/32、1/16、1/8和1/4的GI模式。

进一步参考图2，每个峰值累加器16、17、18和19处理GI模式分离信号GI＝1/32、GI＝1/16、GI＝1/8和GI＝1/4中相应的一个以产生峰值位置PeakPos32、Peak Pos16、Peak Pos8和Peak Pos4中相应的一个和峰值Peak Val32、Peak Val16、Peak Val8和Peak Val4中相应的一个。FFT和GI模式判定单元20使用来自峰值累加器16、17、18和19的相应的峰值位置Peak Pos32、PeakPos16、Peak Pos8、Peak Pos4和相应的Peak Val32、Peak Val16、Peak Val8、Peak Val4来确定I/Q流的GI模式GI_MODE、FFT模式FFT_MODE、GI峰值PEAK_VAL、和GI峰值位置PEAK_POS。

图3是图2的相关性计算器14的一个示例实现的方框图。参考图3，相关性计算器14包括抽取单元21、选择器22、延迟器23和乘法器24。抽取单元21通过I/Q流的四个采样中的一个以产生抽取的I/Q流。选择器22根据判定单元20确定的FFT模式FFT_MODE的逻辑状态来选择来自抽取单元21的抽取的I/Q流或来自I/Q产生器2的原始I/Q流中的一个以产生选择I/Q流。

进一步参考图3，延迟器23将来自选择器22的选择I/Q流延迟用于2048采样的时间间隔以产生延迟I/Q流，它是共轭信号。延迟器23使用的存储器大小是2048*n_corr，其中n_corr表示I/Q流的比特数。乘法器24将来自选择器22的选择I/Q流与来自延迟器23的延迟I/Q流相乘以产生相关性信号CS。

对于I/Q流的FFT模式是8K模式的情况，抽取单元21被用于使得码元持续时间与来自I/Q流的1/4抽取的2K模式的码元持续时间相同。例如，如果I/Q流的FFT模式是8K模式，则具有8192个采样的示例有效OFDM码元持续时间和1/32的示例GI模式的256个采样的示例GI(保护间隔)持续时间的码元持续时间是8448。在这个例子的情况下，1/4抽取单元21的输出有2112的码元持续时间。码元持续时间值2112包括2048的有效OFDM码元持续时间和1/32的示例GI模式的64个采样的示例GI。

在本发明的一个示例实施例中，如果FFT模式是8K，则选择器22选择来自抽取单元21的抽取I/Q流以产生选择I/Q流。另外，如果FFT模式是2K，则选择器22选择来自I/Q产生器2的原始I/Q流以产生选择I/Q流。

图4是图2的多路可调积分器15的一个实施例的方框图。参考图4，多路可调积分器包括移位寄存器25、第一积分单元260、第二积分单元290、第三积分单元320和第四积分单元350。移位寄存器25延迟来自相关性计算器14的相关性信号CS以产生第一、第二、第三和第四延迟信号。在本发明一个实施例中，移位寄存器25使用的存储器尺寸是512*n_MSTR，其中n_MSTR表示相关性信号CS的比特数。

从延迟相关性信号CS64个采样的时间间隔(Z^-64)来产生第一延迟信号。延迟Z^-64对应于在2K FFT模式下GI模式是1/32的情况。从延迟相关性信号CS 128个采样的时间间隔(Z^-128)来产生第二延迟信号。延迟Z^-128对应于在2KFFT模式下GI模式是1/16的情况。

类似地，从延迟相关性信号CS256个采样的时间间隔(Z^-256)来产生第三延迟信号。延迟Z^-256对应于在2K FFT模式下GI模式是1/8的情况。从延迟相关性信号CS512个采样的时间间隔(Z^-512)来产生第四延迟信号。延迟Z^-512对应于在2K FFT模式下GI模式是1/4的情况。

第一、第二、第三和第四积分单元260、290、320和350的每一个包括相应的一组两个加法器和一个延迟器。第一积分单元260将第一延迟信号(延迟Z^-64)和相关性信号CS进行组合(在加法器26中)以产生第一组合信号，该信号进一步与在前的第一GI模式分离信号(通过延迟器28的GI＝1/32)进行组合(在加法器27中)以产生作为第一积分单元260的输出的当前第一GI模式分离信号GI＝1/32。

类似地，第二积分单元290将第二延迟信号(延迟Z^-128)和相关性信号CS进行组合(在加法器29中)以产生第二组合信号，该信号进一步与在前的第二GI模式分离信号(通过延迟器31的GI＝1/16)进行组合(在加法器30中)以产生作为第二积分单元290的输出的当前第二GI模式分离信号GI＝1/16。

同样，第三积分单元320将第三延迟信号(延迟Z^-256)和相关性信号CS进行组合(在加法器32中)以产生第三组合信号，该信号进一步与在前的第三GI模式分离信号(通过延迟器34的GI＝1/8)进行组合(在加法器33中)以产生作为第三积分单元320的输出的当前第三GI模式分离信号GI＝1/8。

最后，第四积分单元350将第四延迟信号(延迟Z^-512)和相关性信号CS进行组合(在加法器35中)以产生第四组合信号，该信号进一步与在前的第四GI模式分离信号(通过延迟器37的GI＝1/4)进行组合(在加法器36中)以便产生作为第四积分单元350的输出的当前第四GI模式分离信号GI＝1/4。

图5是处理第一GI模式分离信号GI＝1/32的峰值累加器16的一个实施例的方框图。用于分别处理相应的第二、第三和第四GI模式分离信号GI＝1/16、GI＝1/8、GI＝1/4的其它的峰值累加器17、18和19也是类似地被实现。  参考图5，峰值累加器16包括第一复数幅度计算器38、峰值检测器39、通过单元40、加法器41、延迟器42和第二复数幅度计算器43。第一复数幅度计算器38计算GI模式分离信号GI＝1/32的复数幅度。峰值检测器39在所计算的复数幅度中检测峰值出现的位置以产生峰值位置信息Peak Pos32。

通常，峰值存在于码元持续时间内。因而，峰值出现在码元持续时间内以便峰值位置出现在码元持续时间的一部分中(a fraction of the symbolduration)。

通过单元40通过对应于峰值位置Peak Pos 32的GI模式分离信号GI＝1/32的一部分以产生通过信号。加法器41将来自通过单元40的通过信号与存储在延迟器42中的在前中间结果进行组合以产生组合信号。延迟器42存储将在作为中间结果的码元持续时间之后输出的组合信号，所述中间结果是在加法器41中与来自通过单元40的下一通过信号进行组合的。

在本发明的一个实施例中，存储在延迟器42中的中间结果被累积为用于Nsym持续时间的峰值总数Nsym。在这里，总数Nsym可以是1，或者选择地可以是6或8，这对于附加白高斯噪声(AWGN)信道、静态和动态瑞利(Rayleigh)信道或单频网络信道来说更加健壮。第二复数幅度计算器43计算来自延迟器42的中间结果的复数幅度以产生峰值Peak Val32。

其它的峰值累加器17、18和19被类似地实现，以从分别处理相应的第二、第三和第四GI模式分离信号GI＝1/16、GI＝1/8和GI＝1/4中分别产生峰值Peak Val16、Peak Val8和Peak Val4中的相应一个以及峰值位置Peak Pos16、Peak Pos8和Peak Pos4中的相应一个。

当图2的相关性计算器14被设置为具有适当的I/Q流的FFT模式时，峰值Peak Val32、Peak Val16、Peak Val8和Peak Val4被作为四个不同的值输出。然而，当相关性计算器14被设置为具有不适当的的FFT模式时，峰值PeakVal32、Peak Val16、Peak Val8和Peak Val4被作为对应于噪声的小值输出。如下所述，峰值累加器16、17、18和19的特性被用来确定I/Q流的FFT模式。

图6示出了图2的FFT模式和GI模式判定单元20的一个实施例的方框图。参考图6，判定单元20包括FFT模式检测器44、峰值检测器46、控制器45和选择器47。

FFT模式检测器44使用峰值Peak Val32、Peak Val16、Peak Val8和PeakVal4中的一个来表示2K模式或8K模式以产生FFT模式判定信号FFT_DEC。在本发明的一个实施例中，输入到FFT模式检测器44的峰值是来自第二峰值累加器17的峰值Peak Val16，其中第二峰值累加器17处理第二GI模式分离信号GI＝1/16。在本发明的一个实施例中，FFT模式检测器44使用的这个峰值是GI模式分离信号GI＝1/32、GI＝1/16、GI＝1/8和GI＝1/4中的最大值。

通过比较当I/Q流没有通过相关性计算器14的抽取单元21时(即当FFT模式FFT_MODE表示2K模式时)的峰值Peak Val16和当I/Q流通过抽取单元21时(即当FFT模式FFT_MODE表示8K模式时)的峰值Peak Val16，来确定FFT模式判定信号FFT_DEC。

换句话说，用于2K模式的峰值Peak Val16与用于具有Nsym＝1的8K模式的峰值Peak Val16进行比较。然后，对应具有较大值的峰值Peak Val16的操作模式，即2K模式或8K模式被确定为I/Q流的FFT模式。控制器45使用FFT模式判定信号FFT_DEC来设置FFT模式FFT_MODE以指示对应于I/Q流的2K模式或8K模式之一。

除了FFT模式检测外，峰值检测器46确定峰值Peak Val32、Peak Val16、Peak Val8和Peak Val4中的最大值以产生对应该最大值的判定信号GI_DEC。判定信号GI_DEC指示I/Q流的GI(保护间隔)是对应于峰值Peak Val32、PeakVal16、Peak Val8和Peak Val4的最大值的1/4、1/8、1/16或1/32中的一个。控制器45使用判定信号GI_DEC来设置GI模式GI_MODE以指示1/4、1/8、1/16或1/32之一。

另外，峰值Peak Val32、Peak Val16、Peak Val8和Peak Val4的最大的一个作为GI峰值从判定单元20输出。此外，选择器47从判定单元20中选择对应于所设置的GI模式GI_MODE的峰值位置Peak Pos32、Peak Pos16、PeakPos8、Peak Pos4中的一个作为GI峰值位置PEAK_POS。

如此，根据本发明的一个实施例的DVB-T接收机包括模式检测器3，其能够快速和准确地检测和输出I/Q流的GI模式GI_MODE、FFT模式FFT_MODE、峰值PEAK_VAL和峰值位置PEAK_POS。同样，DVB-T接收机使用GI模式GI_MODE、FFT模式FFT_MODE、峰值PEAK_VAL和峰值位置PEAK_POS来计算粗码元定时信息、细码元定时与采样频率信息、分数载波恢复信息和细小载波恢复信息，由此改进了OFDM信号的解调。

此外，当I/Q流是2K或8K FFT模式时，图3的相关性计算器14产生用于2K模式的、具有低采样率的相关性信号CS。因而，当调节2K或8K模式时，DVB-T接收机的存储容量被最小化，从而最小化DVB-T接收机的成本。

虽然本发明已根据优选实施例被详细地展示和描述，但是本领域技术人员应当理解，在没有脱离所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可进行形式和细节上的各种变化。