从通信信号中复原数据的方法及实现该方法的rake接收器

摘要

本发明涉及一种从接收到的被送至通讯介质中的信号中复原数据的方法及实现该方法的基于线性最小均方误差原理的rake接收器。首先，复合信道脉冲响应被估计出来；然后基于估计出的复合信道脉冲响应，顺序搜索方案或启发式搜索方案被用来分配信道抽头位置以抑制干扰噪声。本发明提供了信道抽头的分配方案，这些方案以高效率且行之有效的方式确定信道抽头的位置，从而达到最优或近最优的性能，并且使信道抽头数目尽可能地少；同时在有干扰情况下，实现该方法地rake接收器与现有的rake接收器相比具有更好、更稳定的位出错率和帧出错率性能。

说明书

技术领域

本发明涉及通信系统领域，特别涉及通信信号的数据复原领域，具体地讲，本发明涉及对通信系统的信号中的数据进行复原的方法，并涉及实现该方法的rake接收器。

背景技术

传统的rake接收器

采用直接序列的码分多址系统(Coded Division Multiple Access，CDMA)通常使用rake接收器来恢复被送至通讯介质(即信道，例如无线系统中的大气)中的信息。传统的rake接收器乃是基于可分辨的多径概念之上。多径现象常见于无线信道。在无线信道里，由于周围环境的反射作用，终端(手机)会收到多份由基站发出的信号的拷贝。多径现象示于图1。在图1中，移动终端20正在与小区24(本区)中的基站22通讯。信号路径30a直接来自于基站22，信号路径30b来自于建筑物26的反射，信号路径30c来自于山峰28的反射。如果多径间的延迟足够大，rake接收器就能够分辨出所有的多径信号。这种情况下的多径信号被称之为“可分辨的多径”。图2示出了rake接收器所观测到的由三路分得很开的或可分辨的多径构成的信道脉冲响应(Channel Impulse Response，CIR)。

传统的rake接收器对每一路多径单独解调。在传统的rake接收器中，多径解调器被称之为“手指”。接收器最后对每一个手指的输出进行合成以获得解调后的数据。

传统的rake接收器具有下列缺点：

1.本区干扰(Intracell interference，亦称多径干扰)使得rake接收器的输出信噪比变坏。在这里除非特别说明，信噪比亦代表更广义的信干噪比(信号对干扰加噪声之比)。当rake接收器在解调某一路多径信号时，由其它多径信号产生的干扰被作为噪声处理。这一部分的噪声被称之为本区干扰。本区干扰不会因为输入信号的增强而相对变小，因为所有的多径信号会随着输入信号的增强而成比例地增强。所以，随着输入信号的增强，rake接收器的输出信噪比增加的越来越缓慢，最终被一个信噪比的上限所约束。图3刻划出了这种信噪比上限现象。本区干扰严重地约束着所考虑系统(包括无线移动通讯系统)的位出错率和帧出错率性能以及系统容量。

2.接收器的每一个手指都需要一个专用的跟踪环路。跟踪环路用来跟踪手指所对应的多径的时延及复幅度。跟踪环路增加了rake接收器的复杂性。在这里复杂性用来代表下面任何一种关于接收器的量度：运算量，软件码的长度，存储器的大小，电路的尺寸，逻辑门的数目，半导体硅片面积，功率消耗，成本等等。

3.跟踪相近的多径十分困难。如果多径相互靠得很近，跟踪环路的输出会包含很大的误差，因为多径不再如图2所示的那样可以很明显地区分出来。多径时延及幅度的估计误差进一步降低了位出错率和帧出错率的性能。对于跟踪相近的多径亦存在相当复杂的算法，例如，请参看G.Fock，et al.，“Channel Tracking for Rake Receivers in Closely Spaced MultipathEnvironments”，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，vol.19，no.12，pp.2420-2431，December 2001。然而，这类算法不但大大地增加了rake接收器的复杂程度，而且需要多径时延及复幅度的初始估计。这种初始估计或者并不存在，或者是从相近多径的估计而出，故具有相当大的误差。无论何种情况都会导致跟踪环路的性能变坏。

4.对于具有相近多径的信道，多径的初始估计的精度会很差。如前段所述，这对于跟踪算法有着负面的影响。这也使手指的误分配更有可能发生。

5.基于可分辨的多径概念的传统的rake接收器常常需要4倍于码片速率或更高的采样率，以减少由于多径峰顶的位置与实际采样点的差别而带来的信噪比的损失。在这里，4倍于码片速率的采样率被称之为4倍过采样，2倍于码片速率的采样率被称之为2倍过采样，依此类推。2倍过采样的信噪比损失为0.5分贝，4倍过采样的信噪比损失为0.1分贝。高采样率增加了模数转换器的功耗。如果前端脉冲匹配滤波器通过数字方式实现，其功耗亦随采样率的增加而增加。这对于功率有限的移动终端来讲是不希望出现的。

G-rake接收器

G-rake接收器(generalized rake receiver，G-rake)试图解决传统的rake接收器中存在的本区干扰问题。详细介绍请见：Y.-P.E.Wang，J.-F.Cheng and E.Englund，“The Benefits ofAdvanced Receivers for High Speed Data Communications in WCDMA”，Proceedings of IEEEVehicular Technology Conference，pp.132-136，September 2002.概括地讲，G-rake接收器里的手指数目多于多径的数目，因而对本区干扰和区际干扰(基站对于其他小区的干扰)的抑制效果更好。

G-rake接收器具有下列缺点：

1.G-rake接收器采用对信道脉冲响应的多径分解，因此对信道估计误差非常敏感。令h(t)表示复合信道脉冲响应，h(t)的多径分解可以表为

$>>h>>(>t>)>>=>>\Sigma >>l>=>0>>>L>->1>over>>>a>l>>p>>(>t>->>\tau >l>>)>>,>->->->>(>1>)>>>s>$

其中α_l与τ_l分别代表第l个多径的复幅度与时延，L代表多径的数目，p(t)代表L＝1时的信道脉冲响应波形。在这里“复合信道脉冲响应”用来代表信道脉冲响应h(t)的整体，以区别于式(1)右边的多径分解表达式。G-rake接收器利用信道脉冲响应的多径分解来计算噪声的方差矩阵，然后用方差矩阵来计算手指合成所需要的最优加权值。多径分解需要估计每一路多径的复幅度与时延，因而对信道估计噪声十分敏感，而且敏感程度在多径的相互距离较小时更加显著。所以，在实际工作状态下，G-rake接收器的性能改进比在理想状态下所预测的性能改进要小的多。关于G-rake接收器在实际工作情况下的性能的细节请参见：G.Kutz and>

2.G-rake接收器尚没有切实有效的手指分配算法。干扰抑制的性能直接取决于多余手指的位置。然而确定最佳的多余手指的位置需要巨大的乃至无法实现的计算量。譬如，每一个搜索步骤都需要求噪声方差矩阵的逆。Y.-P.E.Wang、G.E.Bottomley和K.Urabe的美国专利申请(专利申请号09/845,950)公开了一种取代矩阵求逆的迭代方法。然而该迭代法并不能保证收敛。发散的迭代法给出的结果则会严重地降低接收器的性能。前面所引的Y.-P.E.Wang、J.-F.Cheng和E.Englund的文章介绍了另一种手指分配方案，即在已知的信道脉冲响应的一个码片之前和一个码片之后的位置各放置一个手指。前面所引的G.Kutz和A.Chass的文章提出了一种启发式搜索算法(以下称Kutz和Chass方案)。上述两种方案虽然简单但并非最优，因此不能有效地抑制干扰，尤其是在相近多径和极度发散信道的场合。

3.G-rake接收器亦具有传统rake接收器的缺陷，比如需要手指跟踪环路以及高采样率等等。

线性最小均方误差接收器

线性最小均方误差(LMMSE)接收器的设计通常基于复合信道脉冲响应。传统的LMMSE接收器具有均匀分布的抽头，抽头系数则依照复合信道脉冲响应对平均输出误差能量最小化来确定。因此LMMSE接收器具有对信道估计误差的鲁棒性。详细介绍请见：A.Mirbagheri andY.C.Yoon，“A Linear MMSE Receiver for Multipath Asynchronous Random-CDMA with ChipPulse Shaping”，IEEE Transactions on Vehicular Technology，vol.31，no.5，pp.1072-1086，September 2002。

传统的LMMSE接收器具有下列缺点：

1.等距抽头的数目远大于rake接收器中的抽头(手指)数目，从而复杂性更高。

2.为提高性能，LMMSE接收器会采用非整间距抽头，即平均每码片多于一个抽头。这使得复杂性进一步增加，且当抽头数目较大时产生数值不稳定现象。

3.为确定最佳抽头系数需要计算噪声方差矩阵的逆。噪声方差阵的维数等于抽头的数目，所以当抽头数目较多时则变得不可行。

4.为避免矩阵的求逆运算，可采用自适应LMMSE接收器来跟踪信道脉冲响应的变化。然而自适应算法的运算量从实现的角度看常常太大，而且自适应算法会带来性能上的损失。

发明内容

本发明的目的是克服了上述现有技术中的缺点，提供一种从接收到的被送至通讯介质中的信号中复原数据的方法及实现该方法的具有高计算效率的rake接收器，使用该接收器能够有效地并可靠地改进通讯系统的位出错率和帧出错率性能。

如本发明所述，基于线性最小均方误差原理的rake接收器(L-rake接收器)采用复合信道脉冲响应来确定信道抽头的位置。本发明包含下面两种信道抽头的选择方案：顺序搜索和启发式搜索。顺序搜索采用递归评估来有效地确定信道抽头的位置，从而带来高效率的实现和近最优的性能。启发式搜索的实现非常简单，且在许多场合具有与顺序搜索相近的性能。上述两种信道抽头的选择方案与传统的rake接收器相比，均有相当大的信噪比增益。采用复合信道脉冲响应亦带来接收器对信道估计误差的鲁棒性，同时消除了对跟踪环路以及高采样率的需求。

一种基于线性最小均方误差原理的rake接收器，其主要特点是，所述的rake接收器包括信道估计器、抽头选择器、加权计算器和数据解调器，接收的信号送入所述的信道估计器和数据解调器的输入端，该信道估计器的输出端与所述的抽头选择器的输入端相联接，该抽头选择器的输出端分别与所述的加权计算器和数据解调器的输入端相联接，该加权计算器的输出端与该数据解调器的输入端相联接，该数据解调器的输出端输出解调后的数据。

该种基于线性最小均方误差原理的rake接收器的数据解调器由相关器与合成器组成，该相关器的时序输入由所述的抽头选择器提供，该合成器的合成系数输入由加权计算器提供。

另一种基于线性最小均方误差原理的rake接收器，其主要特点是，所述的rake接收器包括信道估计器、抽头选择器、加权计算器和LMMSE滤波器，接收的信号送入所述的信道估计器和LMMSE滤波器的输入端，该信道估计器的输出端与所述的抽头选择器的输入端相联接，该抽头选择器的输出端分别与所述的加权计算器和LMMSE滤波器的输入端相联接，该加权计算器的输出端与该LMMSE滤波器的输入端相联接，该LMMSE滤波器的输出端输出滤波后的数据。

因此，本发明的主要结果与优点如下所述：

(a)提供了在有干扰情况下与现有的rake接收器相比具有更好、更稳定的位出错率和帧出错率性能的接收器；

(b)提供了在信道估计噪声下能够维持性能的接收器；

(c)提供了不需要现有rake接收器所必需的手指跟踪功能的接收器；

(d)提供了在2倍过采样和4倍过采样下具有同样性能的接收器；

(e)提供了具有高能源效率的接收器；

(f)提供了信道抽头的分配方案，这些方案以高效率且行之有效的方式确定信道抽头的位置，从而达到最优或近最优的性能；

(g)提供了使信道抽头数目尽可能少的信道抽头的分配方案。

接下去的详细描述与附图亦显示了本发明其它的结果与优点。

附图说明

图1为无线蜂窝系统的多径现象。

图2为rake接收器所观测到的由分得很开的多径构成的信道脉冲响应。

图3为输出信噪比上限现象。

图4为一个典型的、基于本发明的一些具体实现、并基于线性最小均方误差原理的rake接收器。

图5为一个典型的、基于本发明的另外一些具体实现的非等间距线性最小均方误差接收器。

图6为一个典型的、基于本发明的一些具体实现的、用来确定信道抽头位置的顺序搜索操作流程图。

图7为另外一个典型的、基于本发明的另外一些具体实现的、用来确定信道抽头位置的顺序搜索操作流程图。

图8为一个典型的、基于本发明的一些具体实现的、用来预选信道抽头的操作流程图。

图9为基于本发明的一些具体实现的、相对于信道脉冲响应区间的连通搜索区域。

图10为一个基于本发明的一个具体实现的、具有四个互不相交的子区域的搜索区域，该搜索区域对应着一条由两路分得很开多径构成的信道。

图11为一个基于本发明的另外一个具体实现的、具有两个互不相交的子区域的搜索区域，该搜索区域对应着一条由两路分得很开多径构成的信道。

图12为一个典型的、基于本发明的具体实现的、用来确定信道抽头位置的启发式搜索操作流程图。

图13为一个典型的、基于本发明的一些具体实现的、在一种启发式搜索方案中确定信道抽头位置的操作流程图。

图14为一个典型的、基于本发明的另外一些具体实现的、在另一种启发式搜索方案中确定信道抽头位置的操作流程图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的技术内容，特举以下实施例详细说明。

本发明涉及通讯系统中的接收器设计。在一个通讯系统中，接收器应具有相应的估计复合信道脉冲响应h(t)的方法。例如在无线CDMA系统中，h(t)可通过导引信道来估计。给定信道抽头位置t₀，t₁，...，t_M-1，令h＝[h₀，h₁，...，h_M-1]^T＝[h(t₀)，h(t₁)，...，h(t_M-1)]^T为信道响应向量。对应于数据字符b的接收向量r可表为

                           r＝hb+z，                                (1)

其中z为噪声向量。在无线CDMA蜂窝系统中，z可表为本区干扰与加性高斯白噪声(additive white Gaussian noise，AWGN)之和，其中加性高斯白噪声包含区际干扰和热噪声。据此，z的方差矩阵R可表为

                           R＝R_BC+R_AWGN，                          (2)

其中R_BC和R_AWGN分别代表本区干扰(来自本小区的干扰，本区(base cell)分量)和加性高斯白噪声对方差矩阵R的贡献。

R_BC中的第(i，j)个元素与下面的量成正比：

$>>cov>>>(>>z>i>>,>>z>j>>)>>BC>>=>>E>BC>>>\Sigma >>n>\ne >0>>>h>>(>>t>i>>+>>nT>c>>)>>>h>*>>>(>>t>j>>+>>nT>c>>)>>,>->->->>(>3>)>>>s>$

其中E_BC为接收到来自本小区的总信号能量(所考虑的用户的信号能量+其他用户的信号能量)，T_c为码片的时间长度。对E_BC的估计会在以后描述。

式(3)是针对正交扩展码的采用无线CDMA蜂窝系统而导出。对于采用随机非正交扩展码的系统，式(3)则变为

$>>>>cov>>(>>z>i>>,>>z>j>>)>>>BC>>=>>E>BC>>>\Sigma >n>>h>>(>>t>i>>+>>nT>c>>)>>>h>*>>>(>>t>j>>+>>nT>c>>)>>->>E>0>>h>>(>>t>i>>)>>>h>*>>>(>>t>j>>)>>,>->->->>(>4>)>>>s>$

其中E₀为所考虑的用户的信号能量。

R_AWGN中的第(i，j)元素与下面的量成正比：

                    cov(z_i，z_j)_AWGN＝N₀g(t_i-t_j)，                     (5)

其中N₀为热噪声的单边功率谱密度，g(t)为前端基带滤波器脉冲响应的自相关函数。对N₀的估计会在以后描述。

值得指出的是在式(3)、(4)和(5)中的方差表达式可能会与其它实现所用的表达式相差一个常比例系数。该比例系数取决于扩展因子、信号强度、路径增益，等等。

线性最小均方误差接收器选择加权向量w使得MSE＝E[|w^Hr-b|²]最小化。上标H表示赫米特转置。这样的加权向量由下式给出：

                           w＝αR^-1h                                        (6)

其中α为比例系数。最小均方误差正比于

$>>>1>>1>+>>\beta h>H>>>R>>->1>>>h>>>,>->->->>(>7>)>>>s>$

其中β为比例系数。

加权向量也可以通过对其它设计准则的优化而得出，例如最大化信干噪比(SINR：signal-to-interference-plus-noise-ratio)。对于线性接收器来说，最小均方误差准则与最大信干噪比准则给出相同的结果。

图4描述了一个典型的、基于本发明的一些具体实现的接收器。信道估计器402通过接收到的信号来估计复合信道脉冲响应。抽头选择器404基于信道估计器402所提供的复合信道脉冲响应来选择信道抽头位置。以下在上下文不致混淆的情况下，“信道抽头位置”与“信道抽头”会互换使用。加权计算器406利用抽头选择器404的输出来计算加权向量。数据解调器408利用来自抽头选择器404的信道抽头位置和来自加权计算器406的加权向量来恢复接收信号中的信息。在无线CDMA蜂窝系统中，数据解调器408由相关器与合成器组成。相关器的时序由抽头选择器404提供，合成器的合成系数由加权计算器406提供。一个相关器可以由一个到若干个实际的硬件相关器组成。

我们称图4中的接收器为基于线性最小均方误差原理的rake(LMMSE-based rake，L-rake)接收器。和传统的rake接收器一样，L-rake接收器的典型应用是无线CDMA系统。L-rake接收器类似于传统的LMMSE接收器之处在于：(i)L-rake接收器中的加权向量由最小均方误差准则确定；(ii)L-rake接收器只需要复合信道脉冲响应而非其多径分解，因此它的性能具有对信道估计误差的鲁棒性。

L-rake接收器的信道抽头(即传统的rake接收器中的“手指”)的分配由信道条件决定，而不是象传统的LMMSE接收器一样均匀分布。这一点上它与传统的rake接收器类似。当信道中的多径分得很开时，被传统的rake接收器所选择的信道抽头也常常会被L-rake接收器所选中。然而，L-rake接收器完全抛弃了可分辨多径的概念，从而不再需要手指的跟踪环路。

基于本发明的另外一些具体实现，使用LMMSE滤波器取代数据解调器便构成了一个非均匀间距的LMMSE接收器。这样的接收器是L-rake接收器一种更一般的形式，也可以用于无线CDMA系统以外的应用场合。图5示出了这样一种接收器。信道估计器402通过接收到的信号来估计复合信道脉冲响应。抽头选择器404基于信道估计器402所提供的复合信道脉冲响应来选择滤波器抽头位置。加权计算器406利用抽头选择器404的输出来计算滤波器系数。LMMSE滤波器420通过来自抽头选择器404的滤波器位置和来自加权计算器406的滤波器系数来对接收信号进行滤波。图5中的LMMSE接收器可以在任何非整数过采样率下工作。非整数过采样率指的是为字符速率非整数倍的采样频率。所以除了诸如2倍或4倍整数过采样率之外，非整数过采样率也可以是3/2倍过采样，4/3倍过采样，等等。

信道抽头分配-顺序搜索

给定信道抽头总数N_T，最佳的信道抽头分配方案会考虑所有可能的N_T信道抽头位置的组合，从中选出使预先选定的设计准则最优化的一种组合。然而因为信道抽头位置组合的数目与随之而来的运算量巨大，这样的最佳搜索很不切实际。相反地，顺序搜索是一个一个地来选择信道抽头。顺序搜索是在给定已选好的信道抽头位置的条件下，选择下一个新的信道抽头来优化设计准则。所以顺序搜索中的优化是一维的，而不是地道的最佳搜索中的多维优化。

我们下面介绍一种顺序搜索方案。它的性能几乎与最佳搜索相同，但可以用非常高的效率实现。顺序搜索从确定搜索区域开始。搜索区域通常是一个连通的区域，在该区域之外复合信道脉冲响应的能量小得可以忽略不计。确定搜索区域的方法会在以后描述。

搜索在搜索区域内所有的采样点(过采样率可以是2倍或4倍，等等)上进行。假设已选择了n个信道抽头位置：t₀，t₁，...，t_n-1。令h_n＝[h₀，h₁，...，h_n-1]^T＝[h(t₀)，h(t₁)，...，h(t_n-1)]^T，并令R_n为相应的噪声方差矩阵。现在的目的是求得使得式(7)中的量最小的下一个抽头h_n＝h(t_n)。由式(7)可知，当

$>>>\gamma >>n>+>1>>>=sup>>h>>n>+>1>>Hsup>sup>>R>>n>+>1>>>->1>sup>>>h>>n>+>1>>>->->->>(>8>)>>>s>$

极大时，均方误差为最小。直接计算式(8)需要对每一个候选的信道抽头求方差矩阵的逆。维数为n的矩阵的逆需要O(n³)次运算。更有效的方法是利用下面的递归关系：

$>>>\gamma >>n>+>1>>>=>>\gamma >n>>+>>>>|sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>h>n>>->>h>n>>|>>2>>sup>>\sigma >n>2sup>>-sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>r>n>>>>->->->>(>9>)>>>s>$

及

$>sup>>R>>n>+>1>>>->1>sup>>=>\begin{array}{}>>sup>>R>n>>->1>sup>>+>>sup>>R>n>>->1>sup>>>r>n>sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>sup>>\sigma >n>2sup>>-sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>r>n>>>\; >>->>sup>>R>n>>->1>sup>>>r>n>>>sup>>\sigma >n>2sup>>-sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>r>n>>>\; >>>>->>sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>sup>>\sigma >n>2sup>>-sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>r>n>>>\; >>>1>sup>>\sigma >n>2sup>>-sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>r>n>>>\; >\end{array}>>,>->->->>(>10>)>>>s>$

其中 $>sup>>\sigma >n>2sup>>=>cov>>(>>z>n>>,>>z>n>>)>>>s>且r$_n＝[cov(z₀，z_n)，cov(z₁，z_n)，…，cov(z_n-1，z_n)]^T被称为新相关向量。递归方程(9)和(10)明确地表达了γ_n+1和R_n+1^-1对上一步计算过的、已经选好的信道抽头位置的函数，以及对下一个信道抽头位置t_n的函数的依赖关系。

为使γ_n+1极大，顺序搜索寻找下一个信道抽头h_n＝h(t_n)使得式(9)中的量

$>>>>>|sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>h>n>>->>h>n>>|>>2>>sup>>\sigma >n>2sup>>-sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>r>n>>>>->->->>(>11>)>>>s>$

最大，因为γ_n与h_n无关。计算式(11)需要O(n²)次运算。递归计算始于 $>sup>>R>0>>->1>sup>>=sup>>\sigma >0>2sup>>=>cov>>(>>z>0>>,>>z>0>>)>>>s>及$ >>>\gamma >1>>=>>>|>>h>0>>|>>2>sup>>>/>\sigma >>0>2sup>>.>>s>递归计算保证了结果精确但避免了矩阵求逆。$$

采用近似的递归计算回会导致效率更高的顺序搜索方案。例如，式(11)中的量R_n^-1h_n与新的信道抽头无关，因此可以事先计算好以供评估每一个信道抽头所用。如果我们忽略掉式(11)中的r_n^HR_n^-1r_n项，下一个信道抽头则可以通过对如下量

$>>>>>|sup>>r>n>Hsup>sup>>R>n>>->1>sup>>>h>n>>->>h>n>>|>>2>sup>>\sigma >n>2sup>>>->->->>(>12>)>>>s>$

的最大化而得出，这仅需要O(n)次运算。在绝大部分情况下，采用精确的递归计算与采用式(12)所表示的近似递归计算的性能没有显著差别。

当已选好的信道抽头数目达到N_T时，顺序搜索即停止。N_T通常由硬件和其它设计上的约束来确定。顺序搜索也可以在每一个新的信道抽头选好后，来检查新的信道抽头是否显著地改进了性能。如果性能没有得到明显地改进，意味着更多的信道抽头不大可能产生较大的性能增益，顺序搜索则提前停止。因此接收器得以用尽可能少的信道抽头来达到满意的性能。式(11)中的量可以用来量度性能的改进。如果式(9)显示了设计准则的预定值已经达到，顺序搜索亦可提前停止。

顺序搜索始于n＝0。顺序搜索亦可在预选出前N_S个信道抽头的基础上始于n＝N_S。如果前N_S个抽头的能量较强并分隔的较开，这种做法会进一步减少运算量而不影响性能。特别的是，选取最大能量的抽头作为第一个抽头总使得γ₁最大或接近最大。

图6描述了一个典型的、基于本发明的一些具体实现的、采用图4中的抽头选择器404的顺序搜索操作流程图。图6中的操作始于步骤502。步骤502确定搜索区域S。步骤504检验需要预选的信道抽头数目N_S是否为零。N_S可由包含接收器的通讯系统的控制功能确定并提供给接收器。如果步骤504判断N_S为零，操作转至步骤508。然而，如果步骤504判断N_S不为零，操作则转至步骤506。步骤506在信道脉冲响应的区间内预选出N_S个信道抽头位置t₀，t₁，…，t_Ns-1。在这里“信道脉冲响应的区间”指的是一个连通的区域T_CIR，在该区域之外，信道脉冲响应的能量小得可以忽略不计。请注意，取决于被步骤506所预选的实际信道抽头数目，N_S可能会在步骤506结束时被更新。

步骤508将抽头记数器n设为N_S。步骤510检验搜索区域S中所有的采样点是否都被搜索过。如果步骤510判断搜索区域S中所有的采样点都已被搜索过，操作转至步骤522。然而，如果步骤510判断搜索区域S中仍有采样点没有被搜索过，操作则转至步骤512A。步骤512A选择抽头n以使式(11)最大。步骤514根据步骤512A的结果来更新递归方程(9)和(10)。步骤516使抽头记数器n增1。步骤518检验抽头记数器n是否达到了N_T。如果步骤518判断抽头记数器n达到了N_T，操作转至步骤522。然而，如果步骤518判断抽头记数器n未达到N_T，操作则转至步骤520。步骤520检验性能量度之差γ_n+1-γ_n是否超过阈值D_P。如果步骤520判断性能差距超过了阈值D_P，操作转至步骤510。然而，如果步骤520判断性能差距未超过阈值D_P，操作则转至步骤522。步骤522输出选择好的信道抽头的数目和位置。阈值D_P如设为小于零则不起任何作用。

图7描述了又一个典型的、基于本发明的另外一些具体实现的、采用图4中的抽头选择器404的顺序搜索操作流程图。在图7中步骤512B取代了图6的步骤512A。除此之外图7中的操作与图6相同。步骤512B选择抽头n以使式(12)最大。

图6和图7中的顺序搜索方案还可以引入附加的算法约束。比如，步骤512A或512B中的抽头选择可只考虑距已选好的信道抽头位置至少为D的那些位置。这个限制是基于相距很近的信道抽头对抑制干扰来说并不十分有效且对数值误差十分敏感。这一现象在诸如4倍过采样率的高采样率下更加明显。在本发明的具体实现中，D被设为整倍数的采样间隔，如2倍或4倍过采样率下的T_c or T_c/2。

信道抽头位置的预选

在有些情况下希望先预选一些信道抽头位置，其目的是预选出若干最强的信道抽头。在这里强的信道抽头指的是能量大的信道抽头。

图8描述了一个典型的、基于本发明的具体实现的、采用图6中步骤506来预选信道抽头的操作流程图。图8中的操作始于步骤602。步骤602依能量大小将复合信道脉冲响应的采样排序。步骤604将信道脉冲响应采样计数器m与抽头记数器n置零。步骤606选取抽头位置t_m使得h(t_m)具有第m大的能量。步骤608检验h(t_m)的能量是否超过阈值E_T。如果具有大能量的候选信道抽头不再存在，步骤608保证了预选过程会停止。

如果步骤608判断h(t_m)的能量未超过阈值E_T，操作转至步骤620。然而，如果步骤608判断h(t_m)的能量超过了阈值E_T，操作转至步骤610。步骤610检验t_m与任一选好的信道抽头的距离是否小于D’。步骤610用来保证预选的信道抽头之间的距离至少为D’。在本发明的具体实现中，D’被设为整倍数的采样间隔。D’如设为小于或等于零则对预选信道抽头的位置不起任何影响。

如果步骤610判断t_m与距某一选好的信道抽头的距离小于D’，操作转至步骤616。步骤616使信道脉冲响应采样计数器m增1。步骤618检验信道脉冲响应采样计数器m是否达到了信道脉冲响应采样的总数M。如果步骤618判断信道脉冲响应采样计数器m达到了M，操作转至步骤620。然而，如果步骤618判断信道脉冲响应采样计数器m未达到M，操作则转至步骤606。

然而，如果步骤610判断t_m与距任一选好的信道抽头的距离都不小于D’，操作则转至步骤612。步骤612使将抽头计数器n增1，从而接受t_m为新的抽头位置。步骤614检验抽头计数器n是否达到了N_S。如果步骤614判断抽头计数器n未达到N_S，操作转至步骤616。然而，如果步骤614判断抽头计数器n达到了N_S，操作则转至步骤620。

步骤620用实际的预选抽头位置数目来更新N_S。步骤622输出N_S及预选信道抽头的位置。

注意若N_S＝1，接收器只需简单地选择具有最大能量的信道抽头。图8中的一些步骤，如排序，则可被省略。

搜索区域的确定

根据本发明的具体实现，接收器是通过信道脉冲响应的区间来确定搜索区域。一般来说，搜索区域是一个包括信道脉冲响应的区间T_CIR在内的连通区域。如前面所定义的，T_CIR为一个连通区域，在该区域外复合信道脉冲响应的能量可忽略不计。图9描述了基于本发明的一些具体实现的、相对于信道脉冲响应区间的连通搜索区域。图9(A)和图9(B)清晰地体现了在不同的信道脉冲响应形状下T_CIR的定义。更具体地说，T_CIR始于复合信道脉冲响应的能量最早开始变得显著之处，止于最早的、在其之后复合信道脉冲响应的能量可忽略不计的位置。在T_CIR内复合信道脉冲响应的能量可以处处很强或较强，如图9(A)所示。复合信道脉冲响应的能量也可以在T_CIR的某些部分为零或可忽略不计，如图9(B)所示。可以采用一个能量阈值来判定某一采样点上的复合信道脉冲响应能量是否可以忽略不计。

在图9中，连通的搜索区域S包含三部分：信道脉冲响应的区间T_CIR、信道脉冲响应的前置区域T_L以及信道脉冲响应的后置区域T_R。在区域T_L和T_R上，复合信道脉冲响应为零或幅度很小。T_L与T_R中的信道抽头有助于减少干扰。T_L与T_R的大小通常取决与复合信道脉冲响应的形状。大的T_L与T_R会导致更好的性能。然而，实际上绝大部分的性能增益都可以在T_L与T_R不大于T_CIR的情形下获得。

如果复合信道脉冲响应由分得很开的多径构成，搜索区域可以被减小。图10描述了一个基于本发明的一个具体实现的、对应着一条由两路分得很开多径构成的信道的搜索区域。在图10中，每一条路径都有自己的搜索区域，称为“路径区域”。路径区域S₁包含复合信道脉冲响应中的路径1，路径区域S₂包含复合信道脉冲响应中的路径2。区域S₃为路径2相对于路径1的镜像区域，区域S₄为路径1相对于路径2的镜像区域。总的搜索区域为区域S₁、S₂、S₃与S₄之并。

一条路径相对于另一条路径(反射路径)的镜像区域可通过若干种方法来确定。一种常见的选择是使路径的镜像区域关于反射路径里最强的信道抽头对称。

图10描述的是由两路多径构成的信道脉冲响应的搜索区域。由多路多径构成的信道脉冲响应的搜索区域可用同样的方法构造。在这种情况下，总的搜索区域为所有路径区域与镜像区域区的并。

图11描述了一个基于本发明的另外一个具体实现的、对应着一条由两路分得很开多径构成的信道的搜索区域。在图11中，总的搜索区域仅包含路径区域S₁及S₂。

信道抽头分配-启发式搜索

用来选择信道抽头的启发式搜索是有别于前面所述的顺序搜索的另一种方案。启发式搜索首先在信道脉冲响应的区间内预选信道抽头以捕获信号能量，然后在与预选的信道抽头的特定距离处放置附加的信道抽头以抑制干扰。

图12描述了一个典型的启发式搜索操作流程图。图12中的操作始于步骤506。步骤506在信道脉冲响应区间预选出N_S个信道抽头位置t₀，t₁，…，t_Ns-1。步骤530采用启发式搜索来选择最多至N_H个信道抽头。步骤532输出选好的信道抽头的数目和位置。

图13描述了一个典型的、基于本发明的一些具体实现的、采用图12步骤530中的启发式搜索方案的操作流程图。图13中的操作始于步骤630。步骤630将抽头计数器n、预选抽头计数器p以及距离计数器q置零。步骤632将预选出的信道抽头位置之间的、两两不同的距离d₀，d₁，…，d_Q-1列成一张具有Q元素的表。步骤634检验t_p-d_q与任一选好的信道抽头位置的距离是否小于D”。如果步骤634判断t_p-d_q与某一选好的信道抽头位置的距离小于D”，操作转至步骤640。然而，如果步骤634判断t_p-d_q与任一选好的信道抽头位置的距离都不小于D”，操作则转至步骤636。在本发明的具体实现中，D”被设为整倍数的采样间隔。

步骤636将t_p-d_q视为新的信道抽头位置，并使抽头计数器n增1。步骤638检验抽头计数器n是否达到了启发式搜索所预定的允许的信道抽头数目N_H。如果步骤638判断抽头计数器n达到了N_H，启发式搜索乃全部完成。然而，如果步骤638判断抽头计数器n未达到N_H，操作则转至步骤640。

步骤640检验t_p+d_q与任一选好的信道抽头位置的距离是否小于D”。如果步骤640判断t_p+d_q与某一选好的信道抽头位置的距离小于D”，操作转至步骤646。然而，如果步骤640判断t_p+d_q与任一选好的信道抽头位置的距离都不小于D”，操作则转至步骤642。

步骤642将t_p+d_q视为新的信道抽头位置，并使抽头计数器n增1。步骤644检验抽头计数器n是否达到了N_H。如果步骤644判断抽头计数器n达到了N_H，启发式搜索乃全部完成。然而，如果步骤644判断抽头计数器n未达到N_H，操作则转至步骤646。

步骤646使距离计数器q增1。步骤648检验距离计数器q是否达到了距离表中元素的数目Q。如果步骤648判断距离计数器q未达到Q，操作转至步骤634。然而，如果步骤648判断距离计数器q达到了Q，操作则转至步骤650。

步骤650使预选抽头计数器p增1。步骤652检验预选抽头计数器p是否达到了N_S。如果步骤652判断预选抽头计数器p达到了N_S，意味着在选择附加的信道抽头的过程中，启发式搜索方案已经考虑过所有预选的信道抽头位置，启发式搜索乃全部完成。然而，如果步骤652判断预选抽头计数器p未达到N_S，操作则转至步骤654。步骤654将距离计数器q清零，然后操作转至步骤634。

由图13中的启发式搜索方案所选择的信道抽头位置具有如下性质：图13中的启发式搜索方案所选择的一个信道抽头与图12中步骤506所预选的一个信道抽头之间的距离等于图12中步骤506所预选的一个信道抽头对之间的距离。这是一个更一般的启发式搜索方案的一个特例，该方案中的任一选好的信道抽头与任意其它一个选好的信道抽头(不管是不是预选的)之间的距离等于一个预选的信道抽头对之间的距离。

图14描述了一个典型的、基于本发明的另外一些具体实现的、采用图12步骤530中的启发式搜索方案的操作流程图。图14中的操作始于步骤660。步骤660将抽头计数器n、镜像计数器m以及预选抽头计数器p置零。步骤662将信道抽头位置t_m相对于信道抽头位置t_p的镜像位置2t_p-t_m作为一个临时的信道抽头位置。步骤664检验2t_p-t_m与任一已选好的信道抽头位置的距离是否小于D”。如果步骤664判断2t_p-t_m与某一已选好的信道抽头位置的距离小于D”，操作转至步骤670。然而，如果步骤664判断2t_p-t_m与任一已选好的信道抽头位置的距离都不小于D”，操作则转至步骤666。

步骤666将2t_p-t_m视为一个新的信道抽头位置，并使抽头计数器n增1。步骤668检验抽头计数器n是否达到了启发式搜索所预定的允许的信道抽头数目N_H。如果步骤668判断抽头计数器n达到了N_H，启发式搜索乃全部完成。然而，如果步骤668判断抽头计数器n未达到N_H，操作则转至步骤670。

步骤670使镜像计数器m增1。步骤672检验镜像计数器m是否达到了N_S。如果步骤672判断镜像计数器m未达到N_S，操作转至步骤662。然而，如果步骤672判断镜像计数器m达到了N_S，意味着所有预选的信道抽头位置相对于预选信道抽头位置t_p的镜像位置均被考虑完毕，操作则转至步骤674。

步骤674使预选抽头计数器p增1。步骤676检验预选抽头计数器p是否达到了N_S。如果步骤676判断预选抽头计数器p达到了N_S，意味着在选择附加的信道抽头的过程中，启发式搜索方案已经考虑过所有预选的信道抽头位置，启发式搜索乃全部完成。然而，如果步骤676判断预选抽头计数器p未达到N_S，操作则转至步骤678。步骤678将镜像计数器m清零，然后操作转至步骤662。

由图14中的启发式搜索方案所选择的信道抽头位置具有如下性质：图14的启发式搜索方案所选择的任一信道抽头均为图12中步骤506所预选的一个信道抽头相对于图12中步骤506所预选的另一个信道抽头的镜像。这使得图14中的启发式搜索方案成为图13中的启发式搜索方案一个特例。

图12与图14所表示的启发式搜索方案在分配附加的信道抽头方面，与前述Kutz和Chass方案有着类似的形式。其主要差别在于本发明仅依赖复合信道脉冲响应的能量来预选信道抽头，从而抛弃了通常根据多径位置来分配信道抽头的做法。所带来的好处是不在需要手指跟踪，且接收器可以在2倍过采样率下工作。另一个差别是Kutz和Chass方案规定信道抽头之间至少相隔一个码片，而本发明允许信道抽头之间的最小距离D”小于一个码片。区际干扰的建模

当区际干扰(即：来自周围其它小区的干扰)较强时，区际干扰可作为一个单独的噪声协方差分量建模以改进性能。在这种情况下，式(2)成为

                         R＝R_BC+R_OC+R_AWGN，                       (13)

其中R_OC和R_AWGN分别表示区际干扰(来自其它小区的干扰，它区分量)和热噪声(热噪声分量)对R的贡献。

R_OC的第(i，j)元素与下面的量成正比：

$>>cov>>>(>>z>i>>,>>z>j>>)>>OC>>=>>\Sigma >>p>=>0>>>P>->1>over>>>E>>OC>,>p>>>>\Sigma >n>>>h>>OC>,>p>>>>(>>t>i>>+>>nT>c>>)>sup>>h>>OC>,>p>>*sup>>>(>>t>j>>+>>nT>c>>)>>,>->->->>(>14>)>>>s>$

其中E_OC，p和h_OC，p(t)分别代表第p个周围小区的干扰能量和复合信道脉冲响应，P为周围小区的数目。h_OC，p(t)可以通过第p个周围小区的导引信道来估计。对E_OC，p的估计会在以后描述。

值得指出的是，在通常的无线网络中，区际干扰受极少(甚至常常为一个)的周围小区所支配。来自非支配小区的干扰可以作为加性高斯白噪声处理而不致于损失性能。这减少了需要估计的复合信道脉冲响应的数目并简化了噪声方差矩阵的计算。当本区干扰起主要支配作用时，所有的区际干扰都可作为加性高斯白噪声处理而不致于损失重要的性能。

噪声方差项的预计算

在顺序搜索中，对每一个候选抽头都要计算新相关向量r_n。这需要计算式(3)、(5)和(14)的协方差分量。为使实现更加高效率，上述各式中的项可事先计算好并存储起来，这样大部分的协方差计算都可以被简单的查表所代替。噪声协差可分解成一个一维部分、一个周期平稳部分和一个二维部分。可以事先计算的协方差项如下所述。

将式(3)重写为

$>>cov>>>(>>z>i>>,>>z>j>>)>>BC>>=>>E>BC>>>\Sigma >>n>\ne >0>>>h>>(>>t>i>>+>>nT>c>>)>>>h>*>>>>(>>t>j>>+>>nT>c>>)>>>s>$

$>>=>>E>BC>>>(>>\Sigma >n>>h>>(>>t>i>>+>>nT>c>>)>>>h>*>>>(>>t>j>>+>>nT>c>>)>>->h>>(>>t>i>>)>>>h>*>>>(>>t>j>>)>>)>>.>->->->>(>15>)>>>s>$

定义

$>>>r>h>>>(>>t>i>>,>>t>j>>)>>=>>\Sigma >n>>h>>(>>t>i>>+>>nT>c>>)>>>h>*>>>(>>t>j>>+>>nT>c>>)>>->->->>(>16>)>>>s>$

及

$>>>r>>OC>,>p>>>>(>>t>i>>,>>t>j>>)>>=>>\Sigma >n>>>h>>OC>,>p>>>>(>>t>i>>+>>nT>c>>)>sup>>h>>OC>,>p>>*sup>>>(>>t>j>>+>>nT>c>>)>>.>->->->>(>17>)>>>s>$

因r_h(t_i，t_j)＝r_h(t_i+T_c，t_j+T_c)及r_OC，p(t_i，t_j)＝r_OC，p(t_i+T_c，t_j+T_c)，函数r_h(t_i，t_j)及r_OC，p(t_i，t_j)乃是周期平稳的。周期平稳性质使得r_h(t_i，t_j)及r_OC，p(t_i，t_j)可以存储为若干张一维表。比如，在2倍过采样下r_h(t_i，t_j)可存储为两张一维表，在4倍过采样下r_h(t_i，t_j)可以存储为四张一维表，等等。式(5)需要一张一维表来存储一维函数g(t)。式(15)的最后一项为二维，但它只需要一次简单乘法故不必计算。

计算噪声协方差时需要知道复合信道脉冲响应h(t)。在h(t)幅度较小的区域，h(t)可近似为零。这减小了h(t)的非零区域，从而进一步减小了运算量。

能量水平估计

我们下面介绍对信号与噪声的能量水平E_BC、E_OC，p及N₀的。令y(t)为包括来自本区和它区信号及热噪声的接收信号。y(t)的自相关函数r_yy(t，τ)如下所示：

$>>>r>yy>>>(>t>,>\tau >)>>=>E>[>y>>(>t>+>\tau >)>>>y>*>>>(>t>)>>]>>s>$

$>>=>>E>BC>>>\Sigma >n>>h>>(>t>+>\tau >->>nT>c>>)>>>h>*>>>(>t>+>\tau >->>nT>c>>)>>+>>s>$

$>>>\Sigma >>p>=>0>>>P>->1>over>>>E>>OC>,>p>>>>\Sigma >n>>>h>>OC>,>p>>>>(>t>+>\tau >+>>nT>c>>)>sup>>h>>OC>,>p>>*sup>>>(>t>+>>nT>c>>)>>+>>N>0>>g>>(>\tau >)>>.>->->->>(>18>)>>>s>$

给定一时间对(t，τ)，r_yy(t，τ)可从y(t)直接算出。给出一组时间对计算r_yy(t，τ)，式(18)则给出了一组线性方程，从中可以解出E_BC、E_OC，p及N₀。线性方程的维数应至少为P+2。更高的维数(过约束系统)可减少估计误差并改进数值稳定性。

式(15)中的自相关函数是周期平稳的，也可以采用其在一个码片间隔上的时间平均作为近似。作为近似的平均自相关函数是一维的。

多个本区的情形

当移动终端在诸如软切换的情形下从多个基站接收信号时，由于每一个基站所用的扩频序列各不相同，来自一个基站的信号中的干扰和噪声可以认为与来自另一个基站的信号中的干扰和噪声互不相关。针对每一基站，接收器依前面所述的方法，通过顺序搜索或启发式搜索来分配信道抽头并计算最优加权向量。然后接收器将关于所有基站的输出进行合并，使整体输出的均方误差最小，或整体输出的信噪比最大。

多架接收天线的情形

当接收器使用多个天线接收来自一个小区的信号时，来自一架天线的信号中的干扰和噪声一般说来是与来自其它天线的信号中的干扰和噪声相关的。为描述方便起见我们考虑有两架天线的接收器。这时，两路接收信号具有两条时间轴t⁽¹⁾与t⁽²⁾。信道抽头位置由位于轴t⁽¹⁾上的信道抽头位置与位于轴t⁽²⁾上的信道抽头位置所组成。位于同一时间轴上的两个信道抽头位置之间的协方差具有与式(3)、(5)和(14)相同的形式。位于不同时间轴上的两个抽头位置之间的协方差的表达式略有不同。例如，协方差的本区分量可表为

$>>cov>>>>>(sup>>z>i>>(>1>)>sup>>,sup>>z>j>>(>2>)>sup>>)>>BC>>=>E>>BC>>>\Sigma >>n>\ne >0>>>>h>>(>1>)>>>>(sup>>t>i>>(>1>)>sup>>+>n>>T>c>>)>>>h>>*>>(>2>)>>>>>(sup>>t>j>>(>2>)>sup>>+>n>>T>c>>)>>,>->->->>(>19>)>>>s>$

其中h⁽¹⁾(t⁽¹⁾)和h⁽²⁾(t⁽²⁾)为两路接收信道的复合信道脉冲响应。协方差的它区分量也会有类似的改变。假设不同天线接收路径中的电路噪声不相关，位于不同时间轴上的两个抽头位置之间的协方差的加性高斯白噪声分量则为零。

现在，搜索过程要同时在两条时间轴上分配信道抽头。搜索也可以采用次最优的方案，即分别地在每一时间轴上分配信道抽头并计算加权向量，然后合成两条时间轴上的结果以形成最终的输出。具有多于两架天线的接收器可通过类似的方式实现。

本发明的结论、派生结果及范围

根据前面所述，可以看到本发明提出的L-rake接收器综合了LMMSE接收器与传统的rake接收器各自的优点，而没有它们所具有的缺点。采用复合信道脉冲响应使得接收器具有对信道估计误差的鲁棒性，从而接收器的性能基本不受不理想的信道估计的影响。信道抽头分配方案消除了对多径位置的需求，因此本发明不再需要手指跟踪的功能。本发明亦避免了在手指相距很近的情况下初始手指分配的问题。

LMMSE接收器无论在何种信道条件下都采用等距的信道抽头，因此rake接收器所需的抽头数目通常比LMMSE接收器少得多。更少的抽头降低了接收器的复杂性并改进了数值稳定性。L-rake接收器继承了rake接收器的这一优点。L-rake接收器中的顺序搜索将信道抽头置于最优或近最优的位置上，因此信噪比被保持在最优或近最优的水平，远优于传统的rake接收器。设计准则及噪声方差矩阵逆的递归计算使顺序搜索得以高效率的实现。启发式搜索提供了另外一种高效率确定信道抽头位置的手段。

由于L-rake接收器不需要知道多径位置，它在2倍和4倍过采样率下工作的一样良好。在2倍过采样率下工作的L-rake接收器较之在4倍或更高的过采样率下工作的传统的rake或G-rake接收器显著地减少了功耗。

如果接收器发现新的信道抽头没有带来显著的性能改善，或者性能指标已由较少的信道抽头达到，信道抽头的分配过程便提早停止，因此采用顺序搜索的L-rake接收器可以保持尽可能少的信道抽头，从而将功耗保持在最小。

L-rake接收器的优点使得它可以在硬件尺寸、硅片面积、计算量及功耗诸方面高效率地实现。作为L-rake接收器的一种更一般的形式，非均匀间距的LMMSE接收器将L-rake接收器的优点推广至所有需要LMMSE接收器的应用场合。

本发明的细节乃借无线CDMA系统来公开并描述。然而本发明的原理亦适用于需要LMMSE接收器的其它应用场合。

本发明可以作为方法来实现，也可以作为实施这些方法的装置来实现。例如，本发明可以通过电路或数字硬件来实现。本发明亦可以以程序代码的方式实现。程序代码存储于物理媒介中，如软盘、硬盘、只读CD、可读写CD、DVD、存储器，或任何机器可装载的存储介质。当程序代码被载入机器并被机器所执行时，该机器则成为实施本发明的装置。机器可以是通用计算机、数字信号处理器、微处理器、微控制器、或任何其它处理电路。

在这里所展示并描述的本发明的各种实现及变化都仅是为了阐明本发明的原理。熟悉相关背景的专业人士可以实施各种各样的改动且不偏离在以下权利要求中所表达的本发明的范围和主旨。