定滞后宽度的滞后比较装置

摘要

一种定滞后宽度的滞后比较装置，用以分别接收一第一信号与一第二信号，并输出一数字信号。滞后比较装置包括阈值电压发生器、多工器与后级比较器。阈值电压发生器接收第一信号并输出上限阈值电压与下限阈值电压。多工器用以接收上限阈值电压与下限阈值电压并择一输出为多工信号。后级比较器的一输入端接收多工信号，另一输入端接收第二信号，并输出数字信号。本发明的定滞后宽度的滞后比较装置可以抑制短暂脉冲的影响。并且本发明在环境变数影响下，仍然可以提供一固定的滞后宽度，以使滞后比较装置可以更精确的判读所接收的信号。

说明书

技术领域

本发明有关于一种滞后比较装置，且特别是有关于一种定滞后宽度的滞后比较装置。

背景技术

请参照图1，其所表示跟踪伺服器控制回路(Tracking servo control loop)方块图。跟踪伺服器控制回路用以应用在CD/DVD的系统，读取CD/DVD光盘的资料，并输出数字信号。跟踪伺服器控制回路100包括读取头(Pick-up Head，PUH)102、跟踪误差信号发生器(Tracking-error signal generator)104、低通滤波器(Low-pass Filter)106与滞后(hysteresis)比较器108。读取头102用以从CD/DVD光盘读取资料信号，并输出两个相位差180度的卫星信号(satellite signal)Ve与Vf。跟踪误差信号发生器104与读取头102连接，用以接收卫星信号Ve与Vf，并产生跟踪信号Va。低通滤波器106与跟踪误差信号发生器104连接，用以接收跟踪信号Va，并产生直流的低通信号Vdc，低通信号Vdc是跟踪信号Va的平均电平。滞后比较装置108的正输入端与跟踪误差信号发生器104连接，以接收跟踪信号Va；负输入端与低通滤波器106连接，以接收低通信号Vdc。滞后比较器108接收跟踪信号Va与低通信号Vdc并输出数字信号Vd。

请参照图2，其所表示滞后比较器108的信号转换图。横轴为滞后比较器108的正输入端所接收的跟踪信号Va，纵轴为滞后比较器108所输出的数字信号Vd。当数字信号Vd为低电位，且跟踪信号Va的电压值渐渐增加至上限阈值电压Vth时，滞后比较器108输出的数字信号Vd才由低电位转换为高电位。当数字信号Vd为高电位，且跟踪信号Va的电压值渐渐减少至下限阈值电压Vt1时，滞后比较器108输出的数字信号Vd才由高电位转换为低电位。上限阈值电压Vth与下限阈值电压Vt1的差称为滞后宽度，滞后宽度例如是20mV。一般的比较器在正负输入端的电压差大于零即输出高电位的电压，在正负输入端的电压差小于零即输出低电位的电压。而滞后比较装置108在正负输入端的电压差处于上升阶段时，亦即电压差渐渐增大，如图2中的路径A所示，正输入端的电压需在大于上限阈值电压Vth后，滞后比较装置108的输出才会转换为高电位；在正负输入端的电压差于下降阶段时，如图2中的路径D所示，正输入端的电压需在小于下限阈值电压Vt1后，滞后比较装置108的输出才会转换为低电位。滞后比较装置108是可以用来防止输入端的短暂脉冲(glitch)所造成的信号误判。

请参照图3，其所表示控制回路100的信号波形图。跟踪误差信号发生器104依据卫星信号Ve与Vf进而输出跟踪信号Va，跟踪信号Va具有高频信号的干扰所造成的短暂脉冲(glitch)。由于滞后比较装置的滞后效应，使得电压值在上限阈值电压Vth与下限阈值电压Vt1之间的短暂脉冲(glitch)不会影响到滞后比较装置的输出结果，而提高信号判读的准确度。当数字信号Vd为低电位时，跟踪信号Va必须大于上限阈值电压Vth才可以使数字信号Vd由低电位转换为高电位。当数字信号Vd为高电位时，跟踪信号Va必须小于下限阈值电压Vt1才可以使数字信号Vd由高电位转换为低电位。

请参照图4，其所表示传统的滞后比较器108的电路图。滞后比较器108包括PMOS晶体管PCI、PC2、PD1、PD2、NMOS晶体管NL、NR与定直流电源Ia。PMOS晶体管PC1、PC2、PD1、PD2的源极共同连接至一电源V_DD。晶体管PD1的栅极与漏极电连接；晶体管PD2的栅极与漏极电连接。晶体管PC1的栅极连接至晶体管PC2的漏极，晶体管PC2的栅极连接至晶体管PC1的漏极。晶体管NL的漏极与晶体管PC1的漏极连接；晶体管NR的漏极与晶体管PC2的漏极连接，并串联定电流源Ia。晶体管NR的栅极为负输入端，晶体管NL的栅极为正输入端。滞后比较装置108具有两个回路；一个由晶体管PC1与PC2所构成的正反馈回路，另一个由晶体管NL与NR所组成的负反馈回路。若正反馈的效应强过负反馈的效应，则此电路将有滞后效应，此为本领域技术人员所共知。然而，由于晶体管的迁移率(mobility)、阈值电压(threshold voltage)及栅极氧化层厚度均易受制造过程或温度的影响而变动。若晶体管PC1与PD2不匹配、晶体管PC2与PD1不匹配或晶体管NL与NR不匹配，则将导致上限阈值电压Vth与下限阈值电压Vt1的值不稳定，使得此滞后比较装置108的滞后宽度为非定电压值。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的就是在提供一种定滞后宽度的滞后比较装置。

根据本发明的目的，提出一种定滞后宽度的滞后比较装置，用以分别接收第一信号与第二信号，并输出一数字信号。滞后比较装置包括阈值电压发生器、多工器与后级比较器。阈值电压发生器用以接收第一信号，并输出上限阈值电压与下限阈值电压。多工器与阈值电压发生器连接，用以接收上限阈值电压与下限阈值电压，并依据数字信号输出一多工信号。多工信号为上限阈值电压或下限阈值电压。后级比较器的一端用以接收多工信号，另一端用以接收第二信号，并输出数字信号。

阈值电压发生器包括带隙基准电压(Bandgap reference voltage)发生器、跨导放大器、晶体管、基准电阻、第一电流镜、第二电流镜、第一电阻与第二电阻。带隙基准电压发生器用以产生带隙基准电压。跨导放大器连接带隙基准电压发生器，其正输入端接收带隙基准电压。晶体管栅极连接至跨导放大器的输出端，源极连接至跨导放大器的负输入端。基准电阻的一端连接至晶体管的源极，另一端接地。流经基准电阻的电流为一基准电流，基准电流的值为带隙基准电压值除以基准电阻值。第一电流镜的第一端连接至晶体管的漏极，以接收基准电流，第二端是依据基准电流产生第一镜射电流，第三端是依据基准电流产生第二镜射电流。第二电流镜的第一端与第一电流镜的第二端连接，以接收第一镜射电流，第二端是依据第一镜射电流产生第二镜射电流。第一电阻的一端与第一电流镜的第三端连接，此端的电压为上限阈值电压，另一端接收第一信号。第二电阻的一端与第一电阻的另一端连接，另一端与第二电流镜的第二端连接，第二电阻的另一端的电压即为下限阈值电压。

为让本发明的上述目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，详细说明如下。

附图简单说明

图1表示跟踪伺服器控制回路方块图。

图2表示滞后比较装置的信号转换图。

图3表示跟踪伺服器控制回路的信号波形图。

图4表示传统的滞后比较器的电路图。

图5表示依照本发明一较佳实施例的滞后比较装置的电路图。

图6表示图5中的多工器的电路图。

图7表示图5中的阈值电压发生器的电路图。

附图标号说明

100：跟踪伺服器控制回路

102：读取头

104：跟踪误差信号发生器

106：低通滤波器

108：滞后比较器

500：定滞后宽度的滞后比较装置

510：阈值电压发生器

530：多工器

702：带隙基准电压发生器

704：跨导放大器

706：第一电流镜

708：第二电流镜

具体实施方式

请参照图5，其所表示依照本发明一较佳实施例的定滞后宽度的滞后比较装置500的电路图。滞后比较装置500包括阈值电压发生器510、多工器530与后级比较器CP。滞后比较装置500用以接收跟踪信号Va与低通信号Vdc，并输出数字信号Vd。阈值电压发生器510接收低通信号Vdc，并输出上限阈值电压Vth与下限阈值电压Vt1。多工器530与阈值电压发生器510连接，接收数字信号Vd、上限阈值电压Vth与下限阈值电压Vt1，依据反馈的数字信号Vd选择上限阈值电压Vth与下限阈值电压Vt1的一输出为多工信号Vt。当数字信号Vd为高电位时，多工信号Vt为下限阈值电压Vt1，因此跟踪信号Va需小于下限阈值电压Vt1才能使滞后比较装置500的输出转态为低电位；当数字信号Vd为低电位时，多工信号Vt为上限阈值电压Vth，因此跟踪信号Va需大于上限阈值电压Vth才能使滞后比较装置500的输出转态为高电位。后级比较器CP与多工器530连接，正输入端接收跟踪信号Va，负输入端接收多工信号Vt，依据跟踪信号Va与多工信号Vt，输出数字信号Vd。

请参照图6，其所表示为图5中的多工器530的电路图。多工器530包括传输选通器T1、T2与反相器INV。反相器INV与后级比较器CP的输出端连接，用以接收数字信号Vd，并将数字信号Vd反相后输出。传输选通器T1与T2各别包括第一传输端、第二传输端、第一控制端与第二控制端。传输选通器T1的第一传输端用以接收上限阈值电压Vth，第二传输端为多工器530的输出端，第一控制端用以接收数字信号Vd，第二控制端与反相器INV连接，用以接收反相的数字信号Vd。若数字信号Vd为低电位，则传输选通器T1的第一传输端与第二传输端为导通，使得多工器530输出上限阈值电压Vth。传输选通器T2的第一传输端系用以接收下限阈值电压Vt1，第二传输端为多工器530的输出端，第一控制端与反相器INV连接，接收反相的数字信号Vd，第二控制端与后级比较器CP的输出端连接，接收数字信号Vd。若数字信号Vd为高电位，则传输选通器T2的第一传输端与第二传输端为导通，使得多工器530输出下限阈值电压Vt1。

请参照图7，其所表示图5中的阈值电压发生器510的电路图。阈值电压发生器510包括带隙基准电压(Bandgap reference voltage)发生器702、跨导放大器(transconductance amplifier)704、NMOS晶体管Q、基准电阻Rb、第一电流镜(current mirror)706、第二电流镜708、第一电阻R1与第二电阻R2。带隙基准电压发生器702用以产生稳定的带隙基准电压Vbg。跨导放大器704的正输入端与带隙基准电压发生器702连接，用以接收带隙基准电压Vbg。晶体管Q的栅极与跨导放大器704的输出端连接，源极与跨导放大器704的负输入端连接。基准电阻Rb的一端与晶体管Q的源极连接，另一端接地，因此流经电阻Rb的基准电流Ib的值为Vbg/Rb。第一电流镜706为1∶1∶n的电流镜，亦即第一电流镜706的第一端接收基准电流Ib，其第二端产生镜射电流Il，其第三端产生镜射电流I2，其中I1＝Ib，I2＝n×Ib。第二电流镜708为1∶n的电流镜，其第一端接收镜射电流I1，其第二端产生镜射电流I2。n由使用者决定。电阻R1与R2为串联，其电阻值同样为R。镜射电流I2流经电阻R1与R2。电阻R1的一端与第一电流镜706的第三端连接，以接收镜射电流I2，此端的电压即为上限阈值电压Vth；电阻R1的另一端与电阻R2连接，此端的电压即用以接收低通电压Vdc。电阻R2的一端与电阻R1连接，另一端与第二电流镜708的第二端连接，此端的电压即为下限阈值电压Vt1。其中，电阻R1的压降Vr1为 $>>I>2>\times >R>1>=>n>\times >n>\times >>Vbg>Rb>>\times >R>>>。若电阻受温度等的环境变数影响，使电阻值增加或减少百分之k，且电阻R1与Rb为同样的材质，则电阻R1的压降$ >>Vr>1>=>n>\times >>Vbg>>Rb>>(>1>\pm >k>\%>)>>>>\times >R>>(>1>\pm >k>\%>)>>=>n>\times >>Vbg>Rb>>\times >R>>>可知电阻R1的压降Vr1并不受环境变数影响，而上限阈值电压Vth＝Vr1+Vdc，因此上限阈值电压Vth亦可以保持稳定，不受环境变数影响。同理可知，下限阈值电压Vt1亦可以保持稳定。因此$$

Vth＝Vdc+I2×R

Vt1＝Vdc-I2×R其中， $>>I>2>=>n>\times >>Vbg>Rb>>>>。上限阈值电压Vth与下限阈值电压Vt1是对称于低通电压Vdc。滞后宽度为$ >>Vth>->Vt>1>=>2>\times >R>\times >I>2>=>2>\times >R>\times >>(>n>\times >>Vbg>Rb>>)>>,>>>可知滞后宽度为一定电压值，不受环境变数影响。$$

本发明可以提供稳定的上限阈值电压与下限阈值电压，使得滞后宽度为一定电压值，不受环境变数影响，以使滞后比较装置可以更精确的判读所接收的信号。

本发明上述实施例所公开的定滞后宽度的滞后比较装置，可以抑制短暂脉冲(glitch)的影响。并且在环境变数影响下，仍然可以提供一固定滞后宽度的滞后比较器，以使滞后比较装置可以更精确的判读所接收的信号。

综上所述，虽然本发明已以一较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可进行各种更动与改进，因此本发明的保护范围以所提出的权利要求书限定的范围为准。