无线通信系统中导频辅助判决反馈阵列接收机及其反馈方法

摘要

本发明涉及一种无线通信系统中导频辅助判决反馈阵列接收机及其反馈方法,其特点是,采用导频辅助判决反馈的方法,可以使得接收阵列的性能达到最优值,能够有效抵抗多径衰落和抑制强干扰,大大缩短方法的收敛时间,同时方法的计算量保持在符号数量级,远远低于码滤波和子空间类等盲算方法,利用现有通用FPGA等硬件即可完成,可实现性强。

说明书

本发明涉及无线本地环等无线通信系统的无线蜂窝产品，尤其涉及一种无线通信系统中导频辅助判决反馈阵列接收机及其判决反馈方法。

长期以来，无线通信系统始终面临着有限的可利用频谱资源与不断快速增长的用户需求之间的矛盾。因此人们开始利用信道的空域特性，采用分集、扇区化以及新近提出的采用阵列天线的智能天线等技术，都能够不同程度地改善无线通信系统的通信质量，提高了系统容量。

分集主要利用间距大于10个载波波长的不同天线所接收的信号是互不相关的特性，对各个天线接收的信号采用最大比合并，使系统抗多径衰落性能得到改善。

扇区化方法是将小区分成3、6、9或12个扇区，每个扇区有各自配套的天线和预置的频谱范围。扇区化在一定程度上减小了同信道干扰，从而提高了系统的通信质量。

智能天线技术则通过调整多个天线阵元上信号的相位和幅度在信号方向上形成波束，提高信号质量。智能天线方法主要可分为两类，一类是开关多波束方法。这类方法在不同方向形成固定波束覆盖整个小区，基站检测每个波束中期望信号的信号质量，选择最好的波束进行接收。另一类重要的智能天线方法为自适应方法，它根据某种准则自适应地对各天线阵元接收的信号进行加权合并，增强信号，抑制干扰和噪声，从而提高无线系统的整体性能。

自适应智能天线有许多接收准则，各种准则的实现方法是多种多样的。常用的自适应方法一般分为基于训练序列/导频的非盲方法，无参考信号的盲方法和半盲方法。非盲方法以最小均方误差准则的最小均方(LMS)、递归最小二乘(RLS)、采样矩阵求逆(SMI)等有师方法为代表，盲方法则以最大输出信干比准则的码滤波方法和子空间方法为代表。

上述现有技术存在以下的缺点：

分集方法需要天线之间的间距较大(一般大于10个波长)，因此天线占用的空间较大。还有，采用最大比合并的分集方法虽然具有抗多径衰落效果，但不能有效抑制干扰信号。

常见的扇区化方法是采用3扇区或6扇区，之所以没有采用更多的扇区是因为扇区分裂得越多，每个扇区可利用的频谱资源则越少，降低了中继效率，且需要频繁切换，降低系统效率。

开关多波束方法是一种次最优的接收方法，它对色噪声的抑制能力较差。另外，现有开关多波束系统的开关矩阵是由射频开关器件实现的，增加了系统的硬件成本。

自适应盲方法无需参考信号，可以提高资源的有效利用率，但是盲方法的运算量较非盲方法的运算量大许多，系统可能无法提供此开销。

以最小均方误差为准则的自适应非盲方法在理论上可以使系统性能达到最优。然而，智能天线的实际性能与所用方法的收敛时间和稳定性密切相关，同时受信号环境的影响也比较大。众所周知，MMSE类方法的收敛时间取决于参考信号的选择和参考信号的数目。在CDMA系统中，每个时隙的导频可以作为参考信号，但由于每个时隙的导频比特数目较少，因此方法的收敛时间一般都比较长。

本发明的目的是为了克服现有MMSE类方法结构的缺点，而提出的一种无线通信系统中导频辅助判决反馈阵列接收机及其反馈方法，经分析和仿真，验证了本发明提出的判决反馈方法具有优越的误码率性能。

实现本发明目的的技术方案是：一种无线通信系统中导频辅助判决反馈阵列接收机，其特点是，包括天线阵列、阵列数字信号生成模块、匹配滤波器模块、数字波束形成模块、瑞克接收机和判决反馈模块；阵列数字信号生成模块将天线阵列接收的模拟信号转换成可供数字处理的阵列数字信号；匹配滤波器模块为一组相关器，每一相关器包含一个乘法器和I/D滤波器；经匹配滤波器解扩、分解成L径的可分多径信号送到数字波束形成模块；数字波束形成模块同时对每一个用户的不同多径信号分别形成波束，波束形成后的多径信号送至瑞克接收机对应的手指；瑞克接收机分别估计多径信号的信道响应，然后按照多径信号能量进行最大比合并，同时将估计的信道响应值和对非导频符号得到的判决符号反馈给波束形成模块中相应的径。

上述阵列接收机，其中，所述的阵列数字信号生成模块包括接收单元及模拟到数字转换单元，使随后的信号处理在数字域进行。

上述阵列接收机，其中，所述的匹配滤波器模块为一组相关器，每一相关器包含一个乘法器和I/D滤波器。

上述阵列接收机，其中，所述的数字波束形成模块包括在通信初始阶段D个时隙的数字波束形成模块和D个时隙以后的数字波束形成初始模块。

上述阵列接收机，其中，所述的在通信初始阶段D个时隙的数字波束形成模块包括：一个加法器、多个乘法器、一加权向量控制器、一信道响应估计单元、一参考信号形成单元、一导频符号副本单元；导频符号副本单元产生的导频符号副本分别送到信道响应估计单元和参考信号生成单元；经前级匹配滤波器解扩、分解成L径的可分多径信号分别送到信道响应估计单元和加权向量控制器；从信道响应估计单元输出的信道响应估计值送到参考信号形成单元；参考信号生成单元利用信道响应估计值和导频符号副本单元提供的导频符号生成加权向量控制器中所需参考信号送到加权向量控制器，加权向量生成器生成的各径加权向量与相应的多径信号相乘后再通过加法器得到各多径的阵列加权信号。

上述阵列接收机，其中，所述的D个时隙以后的数字波束形成模块包括：延时单元、导频符号副本单元、参考信号生成单元、加权向量控制器、乘法器和加法器；参考信号生成单元利用瑞克接收机反馈的信道响应和导频符号副本单元提供的导频符号以及非导频符号的反馈信号生成加权向量控制器中所需参考信号；每一径的阵列匹配解扩数字信号进入数字波束形成模块后分成两路，一路经过延时单元进入加权向量控制器，另外一路则进入乘法器作为被加权数据，准备与加权向量控制器输出的加权向量进行乘法运算并最终经加法器合并后得到每一径的数字波束形成后的数据，然后输出到瑞克接收机相应的手指。

一种利用上述阵列接收机而采用的导频辅助判决反馈方法，其特点是，包括以下步骤：

(1)选取阵列初始权向量；

在通信初始阶段的1～D个时隙，重复下面的步骤(2)～步骤(6)的过程：

(2)数字波束形成器读入当前时隙解扩后的阵列接收信号N_p+N_d个数据样本和当前时隙的N个导频符号副本；

(3)用当前时隙N_p个导频符号副本和一个阵元上相对应的N_p个接收信号数据样本相关平均估计当前时隙的信道响应值；

(4)用步骤(3)估计的当前时隙的信道响应和当前时隙的导频符号副本相乘生成信道响应补偿后的N_p个参考信号；

(5)用步骤(4)得到的N_p个的参考信号和对应的N_p个阵列接收信号样本采用步长因子为μ的归一化最小均方误差方法迭代更新阵列的权向量；

(6)将步骤(5)迭代更新得到的最后一个权向量模归一化后送到乘法器中用于阵列波束加权，同时保存当前时隙的阵列接收信号N_p+N_d个数据样本；

若当前时隙数k大于D个时隙，则重复下面步骤(7)～步骤(11)的过程：

(7)数字波束形成器读入保存的前第k-D个时隙解扩后的阵列接收信号N_p+N_d个数据样本和前第k-D个时隙的N_p个导频符号副本，同时数字波束形成器读入瑞克接收机对前第k-D个时隙的信道响应的反馈值和对N_d个非导频符号的判决反馈符号；

(8)用步骤(9)中的反馈信道响应值和导频符号副本及判决反馈的符号相乘生成信道响应补偿后的N_p+N_d个参考信号；

(9)用步骤(10)得到的N_p+N_d个的参考信号和步骤(9)中的N_p+N_d个阵列接收信号样本采用步长因子为μ的归一化最小均方误差方法迭代更新阵列的权向量；

(10)将步骤(11)迭代更新得到的最后一个权向量模归一化后送到乘法器中用户阵列波束加权；

(11)清除保存的前第k-D个时隙的阵列接收信号样本，而读入保存当前第个时隙的阵列接收信号N_p+N_d个数据样本。

上述导频辅助判决反馈方法，其中，步骤9中所述的步长因子μ的取值范围为10-6＜μ＜1。

上述导频辅助判决反馈方法，其中，步骤2中所述的N_d表示一个时隙中非导频符号数目。

由于本发明采用了以上的技术方案，可以使得接收阵列的性能达到最优值，能够有效抵抗多径衰落和抑制强干扰，能够大大缩短方法收敛时间，同时方法的计算量保持在符号数量级，远远低于码滤波和子空间类等盲方法，利用现有通用FPGA等硬件即可完成方法，可实现性强。

本发明的具体特征和性能由以下的实施例及其附图进一步描述。

图1是本发明采用的阵列接收机原理图。

图2是本发明在初始阶段D个时隙的NLMS数字波束形成模块结构原理图。

图3描述了本发明一径(Finger)中的在D个时隙以后的NLMS数字波束形成模块结构原理图。

图4是针对WCDMA系统的上行链路仿真结果曲线图。

请参阅附图。

图1是本发明采用的阵列接收机原理图。该智能天线接收机主要包括天线阵列101、阵列数字信号生成模块102、匹配滤波模块103、数字波束形成模块104、Rake接收机109和判决反馈模块111。

在服务小区范围内，天线单元之间的间距一般选择为载波中心频率对应波长的一半。阵列数字信号生成模块102包括接收单元105及模拟到数字转换单元106，主要功能是将天线阵列接收的模拟信号转换成可供数字处理的阵列数字信号，随后的信号处理在数字域进行。匹配滤波模块103为一组相关器，每一相关器包含一个乘法器和I/D滤波器构成。通过匹配滤波器后每个用户的扩频信号都用本用户的信道码解扩，同时分解成L径的可分多径信号。数字波束形成模块104同时对一个用户的不同多径信号分别形成波束，波束形成后的多径信号108送至Rake接收机109对应的径。Rake接收机109分别估计多径信号的信道响应110，然后按照多径信号能量进行最大比合并，同时估计的信道响应的值反馈给波束形成模块中对应的径(Finger)。

数字波束形成模块中的参考信号生成需要反馈信号和信道响应的反馈值，而在通信初始阶段的D个时隙中没有相关信息，因此在D个时隙中的NLMS数字波束形成模块的结构如图2所示。所述的初始阶段的NLMS数字波束形成模块包括：一个加法器206、多个乘法器205、一加权向量控制器204、一信道响应估计单元201、一参考信号形成单元203、一导频符号副本单元202；导频符号副本单元202产生的导频符号副本分别送到信道响应估计单元201和参考信号形成单元203；经前级匹配滤波器解扩、分解成L径的可分多径信号107(图中所示)分别送到信道响应估计单元201和加权向量控制器204；同时从信道响应估计单元201输出的信道响应估计值送到参考信号形成单元203；参考信号生成单元203利用信道响应和导频符号副本单元提供的导频符号生成加权向量控制器中所需参考信号送到加权向量控制器204，加权向量生成器生成的各径加权向量与相应的多径信号相乘后再通过加法器得到各多径的阵列加权信号。

在图2中，利用单根天线上的信号(图中示意了第一根天线)和导频相关积累粗略估计信道响应，然后和再与导频信号生成权向量控制器在初始D个时隙中的参考信号。在初始阶段，每个时隙中的参考信号个数要比反馈阶段的参考信号数目少，且信道响应的估计的值也粗略。

图3描述了一个径(Finger)中的NLMS数字波束形成模块104_1原理图。由延时单元301、导频符号副本单元302、参考信号生成单元303、加权向量控制器304、乘法器305和加法器306组成。参考信号生成单元303利用Rake接收机反馈的信道响应110_1和导频符号副本单元提供的导频以及非导频比特的反馈信号112生成加权向量控制器中NLMS方法的所需参考信号。对应第一径的阵列匹配解扩数字信号107进入NLMS数字波束形成模块104_1后分成两路，一路经过延时单元301进入加权向量控制器304，另外一路则进入乘法器305作为被加权数据，准备与加权向量控制器304输出的W1～Wm进行乘法运算并最终经加法器305合并后得到第一径的数字波束形成后的数据108_1，然后输出到瑞克(Rake)接收机109相应的径。由于反馈会造成D个时隙的延时，因此阵列信号需要经过相应的延时后才能和参考信号生成单元303得到的参考信号去生成加权向量W1～Wm。

本发明采用的导频辅助判决反馈方法，包括以下步骤：

(1)选取阵列初始权向量；

在通信初始阶段的1～D个时隙，重复下面的步骤(2)～步骤(6)的过程：

(2)数字波束形成器读入当前时隙解扩后的阵列接收信号N_p+N_d个数据样本和当前时隙的N_p个导频符号副本；

(3)用当前时隙N_p个导频符号副本和一个阵元上相对应的N_p个接收信号数据样本相关平均估计当前时隙的信道响应值；

(4)用步骤(3)估计的当前时隙的信道响应和当前时隙的导频符号副本相乘生成信道响应补偿后的N_p个参考信号；

(5)用步骤(4)得到的N_p个的参考信号和对应的N_p个阵列接收信号样本采用采用步长因子为μ的归一化最小均方误差方法(NLMS)迭代更新阵列的权向量；

(6)将步骤(5)迭代更新得到的最后一个权向量模归一化后送到乘法器中用户阵列波束加权，同时保存当前时隙的阵列接收信号N_p+N_d个数据样本；

若当前时隙数k大于D个时隙，则重复下面的步骤(7)～步骤(11)的过程：

(7)数字波束形成器读入保存的前第k-D个时隙解扩后的阵列接收信号N_p+N_d个数据样本和前第k-D个时隙的N_p个导频符号副本，同时数字波束形成器读入瑞克接收机对前第k-D个时隙的信道响应的反馈值和对N_d个非导频符号的判决反馈符号；

(8)用步骤(9)中的反馈信道响应值和导频符号副本及判决反馈的符号相乘生成信道响应补偿后的N_p+N_d个参考信号；

(9)用步骤(10)得到的N_p+N_d个的参考信号和步骤(9)中的N_p+N_d个阵列接收信号样本采用步长因子为μ的归一化最小均方误差方法(NLMS)迭代更新阵列的权向量；

(10)将步骤(11)迭代更新得到的最后一个权向量模归一化后送到乘法器中用于阵列波束加权；

(11)清除保存的前第k-D个时隙的阵列接收信号样本，而读入保存当前第个时隙的阵列接收信号N_p+N_d个数据样本。

下面我们用数学公式进一步描述上述方法的原理。设K个用户的阵列接收数字信号表示为： $>>X>>(>t>)>>=>>\Sigma >>k>=>1>>K>\underset{}{}>a>>(>>\theta >>k>,>l>>>)>>>h>>k>,>l>>>>(>t>->>\tau >>k>,>l>>>)>>>s>k>>>(>t>->>\tau >>k>,>l>>>)>>>C>>k>,>s>>>>(>t>->>\tau >>k>,>l>>>)>>+>n>>(>t>)>>->->->->>(>1>)>>>s>$

其中，θ_k，l为第k个用户的第1条多径的波达方向DOA，α(θ_k，l)为对应的阵列响应，τ_k，l是第k个用户的第1条多径信号的时延，h_k，l(t)是多径信号经历的衰落，s_k(t)是发射信号，C_k，s(t)是每个用户的扩频码，n(t)是阵列噪声信号，每个天线上的噪声看作独立不相关的零均值加性高斯白噪声。

在每个时隙中，期望用户1的第1条多径信号信号经过匹配滤波相关解扩后并在符号时刻t＝nT_b+τ_k，l，n＝1，…，N_p，N_p+N_d采样得到：

    X(n)＝Ga(θ_1，l)h_1，l(n)s₁(n)+n′(n)     (2)

式(2)中G为扩频增益，n′(t)解扩后其他多径信号、干扰信号以及噪声信号的总和。其中n＝1，…，N_p对应导频，n’＝N_p+1，…，N_p+N_d对应非导频。

NLMS方法和所有MMSE类中的其他方法一样，都是不断迭代更新使得权向量收敛到维那解

        W_MMSE＝R_XX*R_xd    (3)

其中R_XX为阵列信号的自相关矩阵，R_xd为阵列信号和参考信号的相关向量。R_xd显然和参考信号的选择有一定的关系，若参考信号仅仅取做导频信号d＝(n)＝S₁(n)，则有 $>>Rxd>=>E>[>X>>(>n>)>>d>>(>n>)>>]>=>Ga>>(>>\theta >>1>,>l>>>)>>E>[>>h>>1>,>l>>>>(>n>)>sup>>s>1>2sup>>>(>n>)>>]>+>E>[>>n>\prime >>>(>n>)>>>s>1>>>(>n>)>>)>]>->->->>(>4>)>>>s>$

从(4)式看到，当相关向量R_xd进行长时间相关积累时(一般方法都是这样实现)，由于是个零均值的随机变量，(4)式中的第一项会逐渐趋向零，影响到R_xd的估计。鉴于信道响应对R_xd估计的影响，我们在生成NLMS方法的参考信号时取为：

       d(n)＝h_1，l(n)s₁(n)    (5)这时有 $>>Rxd>=>Ga>>(>>\theta >>1>,>l>>>)>>E>[sup>>h>>1>,>l>>2sup>>>(>n>)>sup>>s>1>2sup>>>(>n>)>>]>+>E>[>>h>>1>,>l>>>>(>n>)>>>n>\prime >>>(>n>)>>>s>1>>>(>n>)>>]>->->->->->>(>6>)>>>s>$

从(6)式可以看出参考信号按(6)式选取即可保证信号的相干积累同时又可以减小噪声项对估计R_xd的影响，因此能够提高R_xd的估计精确性。然而精确的信道响应是无法得到的，因此必须对信道响应进行估计。虽然信道响应随时间变化，但在一个时隙内基本上可以看作恒定的，因此在初始的D时隙内，我们可以利用一根天线上的信号和导频相关估计得到： $>>ver>>h>^>>>1>,>l>>>=>>1>>G>>N>p>>>>>\Sigma >>n>=>1>>>N>p>>>X>>(>n>)>>>s>1>>>(>n>)>>->->->->->->->>(>7>)>>>s>这时生成的参考信号为$ >>d>>(>n>)>>=>ver>>h>^>>>1>,>l>>>>s>1>>>(>n>)>>,>n>=>1>,>·>·>·>,>>N>p>>->->->->->->->>(>8>)>>>s>在D个时隙后由于Rake接收机已经对信道响应作了更为精确的估计，因此可以直接利用反馈的信道响应，同时我们得到了对非导频的判决反馈比特因而生成的参考信号此时换为$$

反馈NLMS方法的程序流程为：

(1)初始的D个时隙内：

(i)读入一个时隙的阵列信号数据X(1)，…，X(N_p+N_d)和(8)式中的参考信号d(1)，…，d(N_p)；

(ii)for n＝1，…，N_p，迭代

y(n)＝W^H(n)*X(n)

e(n)＝d(n)-y(n) $>>W>>(>n>+>1>)>>=>W>>(>n>)>>+>>\mu >>1>+>>>|>|>X>>(>n>)>>|>|>>2>>>>>e>*>>>(>n>)>>X>>(>n>)>>>s>$

(2)D个时隙后：

(i)读入前第D个时隙的阵列信号数据X(1)，…，X(N_p+N_d)和式(9)中的的参考信号d(1)，…，d(N_p)，d(N_p+1)，d(N_p+N_d)；

    n＝1，…，N_p，N_p+1，…，N_p+N_d，迭代

(ii)for

y(n)＝W^H(n)*X(n)；

e(n)＝d(n)-y(n)； $>>W>>(>n>+>1>)>>=>W>>(>n>)>>+>>\mu >>1>+>>>|>|>X>>(>n>)>>|>|>>2>>>>>e>*>>>(>n>)>>X>>(>n>)>>;>>s>$

为NLMS方法的步长因子，取值范围为10^-6≤μ≤1，步长取值大小决定了方法的稳定性和收敛速度。加权向量生成器中的反馈NLMS方法所需的运算量仅为(21m+18)^*(N_p+N_d)个浮点加/乘运算。

虽然我们给出的是反馈NLMS方法，但反馈思想同样适用于所有MMSE类方法。上述反馈方法的计算量是符号数量级，容易实现。由于每个时隙增加了N_d个参考信号，因此采用上述反馈NLMS方法较无反馈的NLMS方法可以有效的缩短方法的收敛时间，对接收信号的性能会有很大的提高。

图4是针对WCDMA系统的上行链路仿真结果。图中◆表示单天线、▲表示无判决反馈的NLMS、Δ表示有判决反馈的NLMS。

多径环境参数如表1所示：

    多径数                               6    多径时延(秒)  0 310e-9 710e-9 1090e-9 1730e-9 2510e-9多径平均衰落因子(dB)  0dB -1dB -9dB -10dB -15dB -20dB  多径DOA中心角  DOA1  30° DOA2 28° DOA3 33° DOA4 26° DOA5 55° DOA6 15°    扩频增益                                   256    移动台速度                                 120km/h

由图4可以看出，对于4阵元阵列接收机采用本发明中的判决反馈方法，较无反馈在误码率达到10^-3时信噪比提高了0.6dB，和单天线相比则提高了6.3dB，达到了四元阵在白噪声下的理想结果。

本发明虽然是针对CDMA系统，但稍加改动即可适用于所有无线通信系统。