2相、4相调制频谱梳状扩散通信方法

摘要

本发明系介由传输线路,于发射机,接收机间进行通信之时,于送信侧,准备2相或4相之晶片所成基本序列,将此基本序列重复1个至复数个加以获得,经由加频谱呈梳状之有限长周期序列之前部外侧和于后部外侧,复数附加该有限长度周期序列之后部和前部之1至复数晶片,构成扩展送信帧,于接收侧,使用扩展前之该有限长周期序列之匹配滤波器,将此解调。本发明使用2相或4相信号,可使通信装置之构成简单化。

说明书

【技术领域】

本发明系有关减低频道间干扰之2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法。

【背景技术】

本申请人曾发表做为无频道间干扰之信号设计方法，使用已呈拟周期序列的信号的近似同步CMDA系统。

此信号设计方法中，经由消除各频道间之干扰，有可将各频道之信号有效率地加以分离再生的优点。但是，以往之近似同步CMDA系统中，使用多相序列设定信号之故，各频道上之信号则不呈2相信号(以+、-表示之信号)或4相信号(+、-、j、-j表示之信号)，因此，通信装置之构成会变得复杂。

本发明系有鉴于上述之情事，其目的在于提供经由使用2相信号或4相信号，可将通信装置之构成简单化之2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法者。

又，本发明的目的还在于，提供使用2相信号或4相信号，于各使用者可分配不同之载波的2相·4相调变频谱梳状扩散通信方法。

又，本发明的目的还在于，提供使用2相信号或4相信号，于自接收侧之匹配滤波器输出信号中的主脉冲附近，可不产生旁波瓣之2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法。

又，本发明的目的又在于，提供使用2相信号或4相信号，制作复数之编码语之2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法。

【发明之公开】

为达上述目的，本发明之2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法，其特征为准备2相或4相之晶片(チツフ)构成基本序列，令此基本序列重复可得1个至复数个，于频谱呈梳状之有限长周期序列之前部外侧和后部外侧，经由附加复制该有限长周期序列之后部和前部之复数晶片，构成拟周期扩展送信帧，于接收侧，使用扩展前之该有限长周期序列之匹配滤波器加以解调。

又，本发明中，其特征系于所记载之2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法中，于各使用者分配不同之载波，对分配之各载波而言，分配调制频谱呈梳状之2相信号或4相信号。

又，本发明中，其特征系于所记载之2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法中，将前述基本序列作出2相正交序列或4相正交序列、或多相正交序列，于自接收侧之匹配滤波器输出信号的主脉冲附近，不产生旁波瓣(サイドロ-フ)，以强化抗多径(multi-pass)特性。

又，本发明中，其特征系于所记载之2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法中，准备复数种之前述扩展送信帧作为编码语。

【图面之简单说明】图1系显示适用本发明之2相·4相调制频谱梳状扩散通讯方式之一形态例的通信系统的方块图。图2之(a)及(b)系显示示于图1之通信系统所使用之基本信号的频谱例、波形例图。图3系显示重复示于图2之信号的信号的频谱例图。图4之(a)至(e)系显示将示于图3之信号，以各频率之输送波送信之时的频谱例图。图5系显示示于图1之通信系统所使用之其他之基本信号的频谱例图。图6系显示示于图1之通信系统所使用之其他之基本信号的频谱例图。图7系显示将呈示于图1之通信系统所使用之拟周期信号的基础信号一例的模式图。图8系显示示于图7信号之拟周期信号例的模式图。图9系为说明示于图8之拟周期信号之效果的模式图。为实施本发明之最佳形态

首先，在详细说明本发明之近似同步CMDA系统之前，说明本发明之相·4相调制频谱梳状扩散通信方法之基本技术。<序文>

首先，本发明人系做为无频道间干扰之可能之近似同步CMDA系统用之信号设计方法，发表有文献「N．Suehiro，＂A pproxim a tely synchronized CDMA systemw ithout co-channel interference using pseudo-periodic sequences＂，Proceedings ofIntemational Sym posium on Personal Com m unications＇93-N an jing，Oct1993」、文献「N．Suehiro，＂A signal design w ithout co-channel interference for approxim atelysynchronized CDMA system＂，IEEE Joumal of Selected A reas in C om m unications，July1994」、文献「N．Suehiro，＂Signal design for approxim ately synchronized CDMAsystem s w ithoutco-channel in terference＂，Processings of ISSSTA94，July 1994」。

又，于包含近似同步CMDA系统之CMDA系统中，做为实现良好信息通信率的编码序列设计方法，发表有文献「N．Suehiro，＂Signal design for CMDA bycoded addition of sequences＂，Technical Report of IE IC E，vol IT-，May 1994」、文献「N．Suehiro，＂Signaldesign for approxim ately synchronized CDMA system s w ithoutco-channel interference＂，Processings of ISSSTA 94，July 1994」、文献「N．Suehiro，＂New signal design m ethod by coded addition of sequences＂，Processings of IS IT，Sept1995」。

此等之各文献所使用之信号，系于基本正交序列为多相正交序列之时，具有检出旁波瓣不存在于小时间差范围的极大特征。以下对于此特征加以详细说明。

首先，装置上，较多相信号而言，2相信号或4相信号者较为有效果之故，因此就不具检出旁波瓣或频道间干涉下，说明具有良好信息通信率的近似同步CDMA系统用之2相信号或4相信号之设定方法。

已知提案之信号设定方法之理论中，于发射机及接收机之各组(一般而言为基地台)中，做为信息之载波手段，使用2相或4相序列。此时，频道间干扰做为接收机侧之输送手段，以多相序列加以表现。又，该频道间干扰则不会影响接收机侧灵敏度(感度)。但是，前述频道间干扰信号是做为该发射机侧载波手段，呈2相信号或4相信号。<不具频道间干扰之近似同步CDMA系统用信号之设定方法><拟周期序列>

首先，在详细说明之前，对于拟周期序列之概念，说明其概要。

周期序列之相关特性系较有限长序列者容易设计在此将A=(a₀，a₁，…a_N-1)呈具有良好之周期相关特性地加以设计之长N之有限长序列，令A’=(a_N-L1，…a_N-1，a₀，…a_N-1，a₀，…a_L2-1)于该中央部分，将与前述有限长序列A一致之长度N的部分呈长N+L₁+L₂之有限长序列。

此时，该有限长序列A′之长L₁之最前部的要素系与前述有限长序列A之长度L₁之最后部之要素一致。另一方面，前述有限长序列A′之长度L₂之最后部要素系与前述有限长序列A′之长度L₂之最后部之要素一致。因此，前述有限长序列A′系具有N之拟周期之有限长序列。

前述有限长序列A′输入符合于前述有限长序列A之滤波器之时，由此滤波器所输出之长度2N+L₁+L₂-1的输出信号则对应于前述有限长序列A′和前述有限长序列A之相互相关函数，相当于前述输出信号之长L₁+L₂+1的中央部分则与自周期序列＂…AAA…＂之自相关函数的-L₁偏移成分至L₂偏移成分的部分一致。

又，将B作为与A不同长度之N的有限长序列，令前述有限长序列A′输入符合于有限长序列B之滤波器时，与上述之情形同样地，相当自前述滤波器输出之输出信号之长L₁+L₂+1的中央部分则与自2个周期序列＂…AAA…＂、＂…BBB…＂间之相互相关函数的-L₁偏移成分至L₂偏移成分的部分一致。

在此，令前述有限长序列A′称之为长N+L₁+L₂之拟周期序列。<不具相关之周期序列的设定>

本发明人，提案了以往不具相互相关之周期序列的设定方法。

首先，将A和B作为表示周期序列的周期矩阵(サイクルマトリツクス)时，此等周期矩阵A、B，和对角矩阵C、D则呈下式之关系A=F^-1CFB=F^-1DF惟，F：DFT(数字傅立叶变换)矩阵周期矩阵A、B所示之周期矩阵间之相互相关函数则示于下式。【数1】A^tB=F^-1CDF…(1)

惟B，D系B、D之共轭复数，^tB系B之转置行列。然后，此式(1)加边之对角矩阵，即【数2】对角矩阵C，D之所有之对角要素为0时，周期矩阵A、B间之相互相关函数所有之项为0。

例如，(1、1、W3)为正交序列之故，式(2)左边之列向量系各呈正交序列，正交序列呈DFT成分之绝对值呈一定之序列(多相序列)之故，【数3】唯 $>{}_{}$

经由此式(2)之右侧矩阵之列，可得4个多相周期序列，此等4个多项周期序列之任何两者间之相互关系函数亦全项成为0，此频谱之对应项的乘积结果于全项之皆成为0。<不具有微小偏移时之相互关系、自相关旁波瓣之周期性序列组>

又，(1、1、W3)为正交序列之故，式2)之左侧矩阵中所有之4列则呈各正交序列。

此等4相周期序列之自相互关系函数是如下所示。【数4】(1、0、0、1、0、0、1、0、0、1、0、0)(1、0、0、j、0、0、-1、0、0、-j、0、0)(1、0、0、-1、0、0、1、0、0、-1、0、0)(1、0、0、-j、0、0、-1、0、0、j、0、0)唯 $>>j>=>>->1>>>s>$

然而，做为拟周期信号使用之时，此等之自相关函数尽管分离为信号接收和多径信号时，仍具有良好之特性。

首先，令(a₀、a₁、a₂)作为呈周期3之多相序列，令(c₀、c₁、c₂)作为周期3之正交序列时，作为：【数5】比较【数6】和【数7】的结果(a0、a1、a2、a0、a1、a2)之自相关函数则以【数8】加以表示之时(w₆⁰a₀、w₆¹a₁、w₆²a₂、w₆³a₀、w₆⁴a₁、w₆⁵a₂)之自相关函数则可知呈在此e₁=e₂=0时呈【数10】更且，呈【数11】由此，e₁=e₂=0之时，呈｜c₀｜=｜c₁｜=｜c₂｜，(c₀、c₁、c₂)为多相正交序列时、(a₀、a₁、a₂、a₀、a₁、a₂)之自相关函数，和(w₆⁰a₀、w₆¹a₁、w₆²a₂、w₆³a₀、w₆⁴a₁、w₆⁵a₂)之自相关函数则于-2、-1、1、2之偏移时，不具有旁波瓣之意思。

于此结论中，可容易地加以一般化。<无检出旁波瓣及频道间干扰之近似同步CDMA>

又，上述式(2)之(1、1、W₃)为多相正交系列之故，将此输入至A_i(i=1、2、3或4)用之匹配滤波器时，拟周期序列Ai′系于-2、-1、1、2之偏移中，不具旁波瓣。惟令式(2)右侧之列向量呈A1、A2、A3、A4。

又，于长12+2L中，拟周期12之其他拟周期序列A_j′输入A_i用之匹配滤波器时，自前述滤波器输出之输出信号则于-L偏移期间至L偏移期间呈0。因此，信号和干扰间之不同系于呈-L至L范围内之近似同步状态下，于偏移量-L至L之范围下，无检出旁波瓣，可实现不具频道间干扰之CDMA通信系统。<无检出旁波瓣、也无频道间干扰之近似同步CDMA系统之2相或4相信号之设定方法>

经由使用DFT矩阵，可令正交序列变换呈多相周期序列，又，经由使用前述DFT矩阵，令多相周期序列变换呈正交序列。

因此，经由使用前述DFT矩阵，可令1个多相正交序列变换呈其他之正交序列。

在此，由于(1、j)为正交序列，下式所示H1系呈循环型之酉矩阵(unitarymatrix)。【数12】

同样地，以下所示各矩阵之8列系构成欧几里得空间(Euclid Space)之超正面多面体。之各列为正交序列之故，如下式所示，为各使用者用，准备包含信号空间之超正多面体之8个4相码字元。【数15】【数16】【数17】

由此，各拟周期信号组[yi0＇、yi1＇、…、yi7′]则对于自身的载波来说，可得知为4相信号组。

另一方面，自未对应之发射机之信号系全系统呈近似同步之时，于接收机侧之滤波器输出呈不会有任何影响供予之多相信号进入之故，无频道间干扰。

然而，为设定4相信号，代替(1、j)、可使用(1、1、1、-1)，(1、j、1、-j)，(1、1、1、1、1、j、-1、-j、1、-1、1、-1、1、-j、-1、j)或(1、1、1、1、1、j、-1、j、1、-1、1、-1、1、j、-1、j)等之4相正交序列。

又，为设定2相信号，可使用2相正交序列(1、1、1、-1)。<不具频道间干扰，但具检出旁波瓣之近似同步CDMA系统的2相或4相信号之设定>

又，容许检出旁波瓣时，可使用任意之2相或4相码。【数18】将呈长度N之2相或4相码之码字元时，可使正交序列FNxi做为前述式(2)之基本正交序列加以使用。

由此，各所得信号则呈自身载波之2相或4相信号。即，以往任意码可使用于过去所说明之信号设定。

由此，各所得信号则呈自身载波之2相或4相信号。即，以往技术之任意码，可使用于前述说明之信号设定。ɜ相信号之π／4旋转>

更且，将4相信号于复数平面中，经由π／4旋转，自包含(1、j、-1、-j)之4相信号，得包含【数19】 $>>(>>>1>+>j>>>2>>>,>>>->1>+>j>>>2>>>,>>>->1>+>j>>>2>>>,>>>1>->j>>>2>>>)>>s>之4相信号。$

装置之构成上，由于场合，后者之4相信号较前者之4相信号为佳。例如，后之34信号之实数部及虚数部系各为2值之故，就观点而言，可将装置构成变得简单。

以下，参照图面，详述使用上述基本技术之本发明所成2相·4相调制频谱梳状扩散通信方法。

图1系适用本发明之2相·4相调制频谱梳状扩散通讯方法的一形态例的通信系统例的方块图。

此图所示通信系统1系介由传输线路4，于发射机2，和接收机3间进行通信之时，于送信侧，准备2相或4相之晶片所成基本序列，将此序列重复1个至复数个加以获得，经由于加频谱呈梳状之有限长周期序列之前部外侧和于后部外侧，附加复制该有限长度周期序列之后部和前部之1至复数晶片，构成扩展送信帧，于接收侧，使用扩展前之该有限长周期序列之匹配滤波器，将此解调。又，此时，将预先决定之频率的载波，即由送信者和接收者之立场视之，利用自身决定使用之频率的载波，送接收2相信号或4相信号之时，收送信其他之载波之利用者收送信使用前述载波之2相信号或4相信号之时，此等虽为2相信号、4相信号，对自身而言，利用视为「近似同步之件下，呈无频道间干扰之干扰信号之多相信号」，于各使用者分配各载波之2相信号或4相信号。

以下，对于使用此通信系统1之载波，和2相信号(或4相信号)加以详细说明。

现在，如图2(a)、(b)所示，做为仅以上述设计方法所设计之不具旁波瓣之主脉冲所构成的信号，假定有扩散频谱之信号S1，将此信号S1重复5次，生成信号＂S1 S1 S1 S1 S1＂，此信号＂S1 S1 S1 S1 S1＂之频谱则如图3所示，对各频谱宽度＂1＂，空白部分之宽度呈＂4＂之梳状。

此时，由图3得知，信号S1之长度为8时，脉冲数呈＂8＂之故，将此信号＂S1S1 S1 S1 S1＂一点点地载到不同频率所成5种载波时，如图4(a)-(e)所示，各信号之频谱会呈互相不重叠之状态。

又，令信号S1呈4相信号地，于送信者侧，使用4相信号，可容易生成送信信号之故，可简化发射机2之构成，可使发射机2之制造成本下降。

尤其，如下式所示各信号之位相呈各偏移45度之4相信号时，实数部，和虚数部皆呈【数20】 $>>>(>>1>>2>>>,>>>->1>>>2>>>>)>->->->>(>3>)>>>s>之2值，易于制作信号。【数21】$ >>>(>>>1>+>j>>>2>>>,>>>1>->j>>>2>>>,>>>->1>+>j>>>2>>>,>>>->1>->j>>>2>>>)>>->->->>(>4>)>>>s>更且，其他之信号，例如下式所表现之信号中，【数22】$$

频谱中重复平坦信号(1、j)之故，呈如图5所示频谱，于下式所表示之信号中【数23】惟呈图6所示之频谱。又，做为【数24】【数25】【数26】【数27】将[Y₀₀、Y₀₁、Y₀₂、Y₀₃、Y₀₄、Y₀₅、Y₀₆、Y₀₇]分配于1个使用者时，仅需检出Y₀₀^-Y₀₇之何者被通信，即可一次进行3位元之通信。此时，Y₀₀^-Y₀₇系于通信空间，呈超正多面体之理想编码语。更且，呈【数28】之时，对另1个使用者分配[Y₁₀、Y₁₁、Y₁₂、Y₁₃、Y₁₄、Y₁₅、Y₁₆、Y₁₇]时，可与先前使用者无频谱之干扰，对此使用者，可与前先使用者同样地，进行3位元之通信。此时，两者皆各使用载波之4相信号。

然后，使用以上说明之通信方法，和「拟周期序列」的想法，即准备2相或4相之晶片所成基本序列(例如S1等)，于此基本序列重复1个至复数个所得之有限长周期序列之前部外侧和后部外侧，经由附加复制该有限长周期序列之后部和前部之复数晶片，构成扩展送信帧，于接收侧，使用扩展前之该有限长周期序列之匹配滤波器加以解调之想法，根据图7所示信号A、制作图8所示信号A＇，将此送信，于接收时，使用信号A之匹配滤波器，经由解调此等，实现近似同步CDMA。

此时，例如于发射机2，制作如图9所示之信号A＇，将此送信时，此信号A＇系取得欲接收之1个接收机3，例如得自接收台[A]以外之一般接收台[B]，呈干扰信号。收讯台[B]接受信号A之位相虽经常变动，假定如图9所示接收台[B]之接收解调帧周期之位相、和于信号A之位相差为-τ1^-+τ2秒以下，信号A之一部分A＂与接收台[B]之逆扩散序列之位相符合时，接收台[B]系解调信号A″时，信号A″系自接收台[B]视之，为取出信号A之周期序列之1周期的信号之故，接收台[B]之逆扩散序列B和信号A″系正交之故，接收台[B]之匹配滤波器输出中，信号A″不会以干扰成分形成。

另一方面，接收台[A]系使用信号A之匹配滤波器仅检出信号A，送至接收台[B]之信号B取得同样之帧构成，接收此一部分B″时，亦不会产生信号A之匹配滤波器。如此地，可实现近似同步CDMA。

如此地，于此形态例中，介由传输线路4，于发射机2，和接收机3间进行通信之时，于送信侧，准备2相或4相之晶片所成基本序列，将此基本序列重复1个至复数个加以获得，经由于加频谱呈梳状之有限长周期序列之前部外侧和于后部外侧，复数附加该有限长度周期序列之后部和前部之1至复数晶片，构成扩展送信帧，于接收侧，使用扩展前之该有限长周期序列之匹配滤波器，将此解调之故，较使用多相信号时，使用2相或4相信号下，可使通信装置之构成简单化，减低装置之成本。

又，此形态例中，并用「拟周期序列」之想法，根据呈送信对象之信号A，制作信号A＇，将此送信，于接收时，使用前述信号A之整合过滤器，再生接收信号之故，可便宜地实现近似同步CDMA。

又，于上述之形态例中，使用式(3)等所示之4相信号进行通信，但使用下式所示2相信号、(1、j)…(15)或下式所示4相信号等进行通信亦可。【数29】(1、1、1、-1)(1、1、1、1、1、j、-1、-j、1、-1、1、-1、1、-j、-1、j)…(16)(1、1、1、1、1、-j、-1、j、1、-1、1、-1、1、j、-1、-j)

然而，本发明人对于满足上述【数29】式之多相信号之生成方法，曾于M odulatable O rthogonal Sequences and their A pplication to SSM A System s(IEEET ransactions on Inform ation Theory，Vol．IT-34，No．1 January 1988)发表，使用此生成方法之4相信号系呈(1)0000012302020321(1′)0000032102020123(2)0002012102000323(2′)0002032302000121(3)0010013302120331(3′)0030031102320113(4)0001123120213211(4＇)0003321320231233(5)0002123220223212(5′)0002321220221232(6)0022010102200303(6′)0022030302200101(7)0011302320311003(7′)0033102120133001(8)0003123320233213(8′)0001321120211231(9)0001012002030322(9′)0003032002010122(9″)0002230302002101(9)0002210102002303(10)0000301220201032(10′)0000103220203012(10″)0000230102022103(10)0000210302022301(11)0033031002310112(11′)0033031002310112(11″)0010231102122113(11)0030213302322331(12)0001301320211033(12′)0003103120233011(12″)003301120231031(12)0001103320213013可得全32种类之4相信号。

在此，(0，1，2，3)系相当于exp(j a)，exp(j(a+pi／2)，exp(j(a+pi))，exp(j(a+3pi／z)。惟pi为圆周率，于a=pi／4时则呈上述所述。

如此之时，此等2相信号、4相信号之频谱呈平坦之故，可得与上述形态例同样之效果。

又，上述形态例中，实现无干扰CMDA时，重复正交序列之信号S1，生成＂S1 S1 S1 S1 S1＂，但重复信号S1时，频谱会呈梳状之故，重复如此正交序列以外之基本序列信号，生成送信信号亦可。

又，上述形态例中，使用正交序列之信号S1，将呈梳状之频谱之各头部平坦地排列，做为送接收信号，虽确保期望之性质，代替如此通常之正交序列之信号S1，使用多相正交序列(绝对值一定之正交序列)之信号S1，于收讯机3侧，求得接收信号之自相关函数时，接近主脉冲部分之旁波瓣呈0亦可。

经由如此，自发射机2送信之送信信号则即使介由复数之路径，以接收机可接收之时，可容易区别多径之脉冲和主脉冲，可提高抗多径性。

如以上之说明，根据本发明，经由使用2相信号或4相信号，可将通信装置之构成简单化。

又，本发明，使用2相信号或4相信号，于各使用者可分配不同之载波。

又，本发明，使用2相信号或4相信号，于自接收侧之匹配滤波器输出之信号中之主脉冲附近，可使之不产生旁波瓣。

又，本发明，使用2相信号或4相信号，可制作复数之编码语。