用于处理在正交相位视频载波上与NTSC TV一起发送的BPSK信号的装置

摘要

一种使用平衡调制器的残留边带调幅发射机，它接收二进制相移键控信号的编码数字信号。正交传输减少了在屏幕上看到的电视信号中较低频相移键控边带的可见度。PSK的符号速率是视频信号水平行扫描速率的倍数。为了减少在屏幕上看到的电视信号中较高频率PSK边带的可见度，BPSK在各对数据帧的各帧期间发送两次。该BPSK信号在数字接收机中被梳状滤波，以恢复BPSK信号中被编码的原始数字信号。

说明书

本发明涉及在模拟电视信号中埋藏数字信号的发射机和恢复埋藏在模拟电视信号中的数字信号的接收机。    

如果遵守对数字信号格式的适当的限制，编码数字信息的相对小的(例如3至5 IRE)信号可与复合的视频信号混合，在从这些复合视频信号产生的电视图象中没有明显的不适宜。这已由A.L.R.Limberg，C.B.Patel和T.Liu在他们于1993年8月20日提交的、名称为“Apparatus for processing modified NTSCtelevision signals，With digital signals buriedtherewithin”的美国专利申请序号08/108311中指出了，引用在此供参考。Limberg等人叙述了具有半扫描行频的奇数倍的频率的副载波的相位键控(PSK)调制。相位键控是响应以全扫描行频的倍数的符号率提供的串行比特数据进行的。Limberg等人提出重复在NTSC电视信号连续帧的逐个对中反相的已调副载波的帧。因为由于对人的视觉系统的响应速度的限制引起的帧平均效应和显象管磷光的余辉，这种帧对中的数据的重复使得伴随从NTSC电视信号检测的复合视频信号的PSK副载波在图象中更少看见，这些图象是从该复合视频信号中产生的以便在屏幕上看见。这种帧对中数据的重复还提供在数字信号接收机中使用帧梳状滤波的基础，以便从描述连续电视图象的静止部分的复合视频信号的亮度部分中分离出PSK副载波。Limberg等人还提出重复NTSC电视信号的相邻扫描行的邻接对中的反相数字数据的调制，提供在该数字信号接收机中使用行梳状滤波的基础，以便从该复合视频信号的色彩部分中分离出PSK副载波。

Limberg等人叙述一种与VSB AM图象载波相同频率的压缩的，残留边带调幅的(VSB AM)载波，但是正交相位的，用于发送与数字数据调制的压缩的副载波。Limberg等人提出的方案是PSK载波的二进制相移键控，其单边带(SSB)被选择用于频率变换以形成压缩副载波的上边带，其频率为半扫描行频的较小的奇数倍。在Limberg等人叙述的每个数字信号接收机中，正交相移VSB AM载波的同步检测恢复数字副载波，而基本上不出现基带中延伸高达0.75MHz频率的复合视频信号能量。高于0.75MHz的VSB AM视频载波开始从是一个双边带调幅(DSB AM)载波转变为是一个单边带调幅(SSB)载波。随着逐渐增加效率检测复合视频信号直到1.25MHz频率，在该频率残余边带的滚降完成了。在相同的0.75至1.25MHz频率范围内，数字副载波检测的效率逐渐地减少到其一半的值，低于0.7MHz。假定中频(IF)放大器通过残留边带，检测正交相移VSB AM视频载波的同步视频检测器将产生对RSK副载波及不包括直流分量或同步脉冲的NTSC复合视频信号的残余的响应。这减少了同步视频检测器对正交相移VSB AM视频载波响应的的动态范围，减轻了数字化该响应的问题，而不会由于量化效果而丢失低电平的PSK副载波。

Limberg等人叙述一种数字信号接收机，其用于正交相移VSB AM视频载波的同步视频检测器后面串联一个低通行梳状滤波器和一个高通帧梳状滤波器。该低通行梳状滤波器是用于从NTSC信号特别是已适当地预滤波的NTSC信号的频谱的色彩信号部分中分离出具有半扫描行频的奇数倍频率的PSK副载波的频谱。该高通帧梳状滤波器是用于从NTSC信号频谱的无运动亮度信号部分中分离出具有半扫描行频的奇数倍频率的PSK副载波的频谱。Limberg等人教导，在串联的高通梳状滤波器的响应中NTSC信号的残余频谱可看作是伴随PSK信号的干扰信号的频谱。因此，在串联的高通梳状滤波器的响应中NTSC信号的残余频谱可通过同步符号检测扰频。

在本说明书及其附图中公开了有关本发明有意义的两种不同类型的部分响应滤波。用于这些滤波器中的数字时延线通常使用随机存取存储器(RAM)构成，安排在由一个地址计数器寻址时以读然后写方式工作，在“1-H”数字延迟线的情况下计数每行的样值数，或者在“1-F”数字延迟线的情况下计数每帧的样值数。

特别有意义的第一类型部分响应滤波器在本说明书中称为“行梳状”部分响应滤波器。这种滤波器由一个或几个部分构成，每个部分包括一个相应的两个输入端的异或门(XOR)，该异或门有第一输入端，用于接收部分响应滤波的串行比特数据，和一个输出端，从该部分进行响应。每个部分还包括一条“1-H”数字延迟线，当延迟NTSC电视信号的一个水平扫描行的持续时间“1-H”时，将该部分响应加到那部分中的该异或门的第二输入端。特别地称为“前置行梳状”部分响应滤波器的“行梳状”部分响应滤波器之前是一个行梳状滤波器，而特别称为“后置行梳状”部分响应滤波器的一个“行梳状”部分响应滤波器后接一个行梳状滤波器，而且对这里所叙述的本发明特别有意义。

特别有意义的第二类型部分响应滤波器在本说明书中称为“帧梳状”部分响应滤波器。这种滤波器由一个或几个部分构成的，每个部分包括一个相应的两个输入端的异或(XOR)门，该异或门有第一输入端，用于接收部分响应滤波的串行比特数据，和一个输出端，从该部分进行响应。每个部分还包括一条“1-F”数字延迟线，当延迟NTSC电视信号的一帧的持续期间“1-F”时，将该部分响应加到那部分中的异或门的第二输入端。特别地称为“前置帧梳状”部分响应滤波器的“帧梳状”部分响应滤波器之前是一个帧梳状滤波器，而特别地称为“后置帧梳状”部分响应滤波器的一个“帧梳状”部分响应滤波器后接一个帧梳状滤波器，而且对于这里所叙述的本发明特别有意义。

J.Yang叙述了压缩载波的二进制相移键控(BPSK)调制，其频率与视频载波相同而且是正交相移，见1993年10月26日提交的、名称为“Apparatus for processing NTSC TV signalshaving digital signals on  quadrature-phasevideo carrier”的美国专利申请序号08/141707，引用在此供参考。正如Limberg等人所做的那样，Yang也提出重复在NTSC电视信号连续帧的逐个对中的反相的BPSK的帧。Yang提出BPSK信号限定在约2MHz带宽，以便避免串音进入电视接收机的彩色，电视接收机从亮度中分离出彩色不依靠梳状滤波。Yang指出一个基准，用于在其数模变换为一个平衡的幅度调制器的模拟调制信号之前使被发送数据通过一个前置行梳状部分响应滤波器。当在该数字信号接收机中进行行梳状滤波以从该复合视频信号的亮度部分中分离出PSK副载波时，这样做以保留包含在其中的信息。如果行梳状滤波是两分支型的，线性地组合的信号仅仅不同地延迟视频信号的一个水平扫描行的持续时间，在该数字信号接收机中的行梳状滤波变换该部分响应滤波的二进制数字信号为三进制数字信号。如果行梳状滤波是三分支型的，线性地组合的信号不同地延迟视频信号的一个水平扫描行的持续时间和视频信号的两个水平扫描行的持续时间，在该数字信号接收机中的行梳状滤波变换该部分响应滤波的二进制数字信号为五电平数字信号。因此，要求多电平符号判定电路从梳状滤波响应中恢复由BPSK发送的比特串行数字数据。

由J.Yang和A.L.R.Limbeg同时提交的名称为“埋入TV信号中的BPSK的“前置行梳状”部分响应滤波”的美国专利申请叙述了在数字信号发射机使用的前置帧梳状部分响应滤波器及前置行梳状部分响应滤波。如果行梳状滤波是两分支型的，线性地组合信号不同地延时仅仅视频信号的一个水平扫描行的持续时间，则数字信号接收机中的行梳状滤波变换部分响应滤波的二进制数字信号为五电平数字信号。如果行梳状滤波是三分支型的，线性地组合信号不同地延迟视频信号的一个水平扫描行的持续时间和视频信号的两个水平扫描行的持续时间，数字信号接收机中的行梳状滤波变换该部分响应滤波的二进制数字信号为九电平数字信号。

Yang系统的接收机也由T.V.Bolger在他于1993年10月26日提交的、名称为“用于TV信号内的数字信号，具有过取样模数变换的接收机”的美国专利申请序号08/141071中叙述，引用在此供参考。这些接收机使用过取样模数变换器数字化正交相移视频检测器的响应。数字化的正交相移视频检测器响应进行数字帧梳状及行梳状滤波以便压缩残余的复合视频信号；该梳状滤波响应加到多电平符号判定电路以便恢复由BPSK发送的比特串行数字数据；而该比特串行数字数据加到一个解码器，该解码器使用包含在其中的前面纠错码校正该数据中的数字信息。

Yang系统的接收机也由J.Yang，T.V.Bolger和A.L.R.Limberg在他们同时提高的“用于TV信号中的数字信号、具有求和—增置模数变换的接收机”的美国专利申请中叙述了，引用在此供参考。这些接收机使用求和—增量型的过取样模数变换器数字化正交相移视频检测器的响应。最好是，使用求和—增量过程改善一个基本的多比特分辨率快速变换器的比特分辨率，在该过程中在每个过取样步骤期间，仅仅基本的多比特分辨率ADC输出信号的单个比特被变换回模拟信号用于反馈目的，如1990 IEEESYMPOSIUM ON CIRCUITS & SYSTEM，90 CH 2868-8900000-0372，第372-375页，T.C.Leslie和B.Singh的文章“AnImproved Sigma-Delta Modulator Architecture”中所叙述的，引用在此供参考。数字化的正交相移视频检测器响应进行数字帧梳状及行梳状滤波以压缩残余的复合视频信号；该梳状滤波的响应加到多电平符号判定电路以便恢复由BPSK发送的比特串行数字数据；而该比特串行数字数据加到一个解码器，该解码器使用包含在其中的前向纠错码校正该数据中的数字信息。

由A.L.R.Limberg等人，由J.Yang，由T.V.Bolger，由J.Yang与A.L.R.Limberg和由T.V.Bolger等人在它们各自的专利申请中所叙述的发明与这里叙述的发明一样，都依据已存在的雇员协议，转让在雇用范围内做出的发明给Samsung Electronics有限公司。在这些专利申请中，用于产生二进制相移键控信号的比特串行数据已在该发射机处理了，以便该数据经受梳状滤波过程，该过程在数字信号接收机中进行了，以便压缩伴随该数据并往往起着干扰信号作用的复合视频信号。关于组合的NTSC电视和BPSK发射机的操作，用于产生二进制相移键控信号的比特串行数据的部分响应滤波由这些美国专利申请所提倡的，除了序号08/108311以外。

因此本发明涉及通过二进制相移键控残留边带载波发送数字信息的系统，通过压缩的载波与以复合视频信号调幅的残留边带载波是正交定相的。最好是，该数字信息以复合视频信号的水平行扫描速率的倍数的比特率放入比特串行格式中，随后在变换该数据为模拟形式以便二进制相移键控该残留边带载波之前进一步执行数据编格式过程。连续的数据帧每个相同的持续时间定义为一个复合视频信号的帧，每个数据帧具有等于一帧复合视频信号中的水平扫描行数的多个数据行。这些连续的数据帧由以它们出现的次序顺序地指定的各个模数序数识别。不是部分响应滤波的比特串行数据被分配在奇数数据帧中传输。每个奇数数据帧中的比特串行数据被求反码，以产生在下一个偶数数据帧中发送的数据。该数据传输两次，但在相反的逻辑意义上，提供伴随从电视接收机的伴随的复合视频信号中得到的和在其观看屏幕上观看视频数据的帧平均。

在其另外的方面本发明涉及用于接收经过残留边带二进制相移键控的正交相移载波发送的而不依靠部分响应滤波的数字信息的系统。在正交相移载波的二进制相移键控的检测之后，所检测的信号以符号梳状滤波、行梳状滤波和帧梳状滤波的一个或几个不同组合进行符号梳着滤波、行梳状滤波、帧梳状滤波或梳状滤波，以压缩在加到符号判定电路之前的复合视频信号的伴随残余。然后符号判定电路的结果经过适当的部分响应滤波，以比特串行格式恢复原始发送的数字信息。

图1是用于发送其中埋有数字信号的电视信号的电视发射机的总的示意图，该电视发射机实现本发明的各个方面。

图2是详细地表示用于处理数字数据的图1电视发射机的一部分示意图，相移键控信号是从该数字数据产生的，该相移键控信号调制压缩的正交相移视频载波。

图3是作为一个隔行扫描器(interleaver)工作的速率缓冲器的示意图，它可用于在图2中所示的图1电视发射机的该部分中。

图4是一个数字信号接收机的示意图，用于接收其中有数字信号的电视信号并提取其中的数字信号，该数字信号接收机实现本发明的另外的方面。

图5是作为一个去隔行扫描器工作的速率缓冲器的示意图，它可用于图4的数字信号接收机电路中。

图6-9是可从图4的数字信号接收机中取出的数据分离滤波器、符号判定电路和后置梳状部分响应滤波器的可替代形式的示意图。

图10是当数字信号接收机是一个自适应型时，可从图4数字信号接收机中取出的数据分离滤波器、符号判定电路和后置梳状部分响应滤波器的另一个形式的示意图。

图11是数据分离滤波器替代形式的差行梳状滤波器响应的图。

图12是当数字信号接收机是一个自适应型时，可从图4的数字信号接收机中取出的数据分离滤波器、符号判定电路和后置梳状部分响应滤波器的一个替代形式的示意图。

图13是当数字信号接收机是一个自适应型时，可在图4的数字信号接收机中进行改型的示意图。

一般地，为了简化并使它们容易理解，均衡时延已从附图中省略了。视频信号处理器设计领域的技术人员懂得需要这种时延，以便对由于在那些路径中执行的不同处理在不同处理路径上受到不同时延的象素或数据适当地时间对准。本领域的技术人员懂得，什么地方这种时延是必需的和每个时延应该是多长，这种时延在下面将不叙述和讨论。在逻辑电路中，本领域的技术人员懂得如何提供克服不需要的“逻辑竟态”条件或补偿执行逻辑操作中的潜在时延所要求的补偿时延；而在下面不讨论有关提供补偿时延的逻辑电路设计的细节。而且，在本发明中示出或叙述一个模数变换器(ADC)，本领域的技术人员懂得具有一个抗混淆低通滤波器的上述这种变换器的需要性及如何实现它，这在下不作进一步的详细讨论。而且，本说明书中示出和叙述了一个数模变换器(DAC)，本领域技术人员懂得，这个变换器后面需要一个取样时钟去除低通滤波器以及如何实现，而这些在下面不再进行详细地叙述。

图1表示用于发送其中有数字信号的电视号。信源2将一个或几个模拟伴音信号加到伴音处理电路3，伴音处理电路3将调制信号加到伴音载波发射机4以便调制该伴音载波的频率。伴音处理电路3包括同步伴音与图象所需的时延。根据通常实践，伴音处理电路3还包括对该模拟伴音信号的预增强网络，而且可包括产生立体的和二次音频节目(SAP)副载波的装置，该副载波包含在加到伴音载波发射机4的该调制信号中。调制(FM)的伴音载波典型地从发射机4加到与同相VSB AM图象载波和正交相移机4加到与同相VSB AM图象载波和正交相移VSB BPSK数据载波进行频率复用的复用器5。在用于经空中广播的电视发射机1中，这个复用器5典型地是一个天线耦合网络的形式，而所得到的频率复用信号从发射天线6广播。用于电缆广播系统前端的电视发射机不具有用于通过空中广播的发射天线。由于从所考虑的信道来的频率复用信号进一步与从其它信道来的频率复用信号进行频率复用，复用器采用不同的形式，而所得到的信号通过线性放大器加到该电缆广播系统的中继电缆。

在图1中，信源7提供一个模拟复合视频信号，它是加到发射机8的调制信号的基础，发射机8又将VSB AM图象载波加到复用器5，在复用器5中与调频(FM)的伴音载波频率复用。从信源7来的模拟复合视频信号的垂直同步脉冲、水平同步脉冲和彩色同步脉冲与由一个站同步信号发生器9提供的相应信号同步。复合视频信号源7和站同步发生器9之间的控制连接10表示用于这个同步的手段。信源7是一个复合视频信号的远端发生器，诸如与本地电视台联网的城镇播音室或另一个电视台。控制连接10可以是到该站同步发生器9的同步耦合器连接。当信源7是一个本地摄象机时，本地摄象机可经过该控制连接从站同步发生器9接收同步信息。本领域的技术人员熟悉这些和其它的同步方案，包括用于视频磁带录相机和电视电影装置的同步方案。典型地，使用时分复用器11插入同步块信息到该复合视频信号中，该同步块信息包括垂直同步脉冲，水平同步脉冲、均衡脉冲、彩色同步脉冲和消隐脉冲(通常称为“脉冲边缘”)，该复合视频信号作为调制信号加到图象载波发射机8以替代同步块信息。

图1的电视发射机1与目前所用的电视发射机的不同在于：另一个VSB AM射机12产生与用于NTSC复合视频信号的VSB AM视频载波正交相移的一个残留边带、二进制相移键控(VSB BPSK)压缩的载波。这另一个VSB AM发射机12可包括一个平衡的调制器，与载波及与BPSK调制信号平衡，并且还可包括一个90°相移网络，它从VSB AM发射机8接收同相的视频载波并且将正交相移视频载波加到该平衡的调制器。象以该发射机8来的NTSC复合视频信号调幅的VSB AM视频载波一样，从发射机12来的VSB BPSK信号被加到该复用器5，在那与调频的(FM)伴音载波进行频率复用。

以并行比特形式的数字信号源13加到一个纠错编码器14，它将该数字信号变换为一个串行比特流，在其中插入前向纠错码的附加比特。这个串行比特流从该编码器14加到速率缓冲器15。速率缓冲器15最好起着一个隔行扫描器的作用。如将对照图2在本说明书中更详细地叙述的那样。在每隔一个数据帧期间，速率缓冲器15将逐块的前向纠错的二进制码写入帧重复器16中。帧重复器16提供其输出信号两倍的输入信号收到的每帧的数据。从帧重复器16来的输出信号加到电路17，在交替的数据帧反码从帧重复器16来的输出信号。电路17的数字响应加到数模变换器(DAC)18以便变换为模拟键控信号。DAC18提供一个高频预增强并且给瞬变整形滤波器19提供键控信号，响应于数字零，它是一个规定的正值，响应于数字1，它是一个规定的负值。模拟调制信号的规定负值的绝对值与模拟调制信号的规定的正值相同。滤波器19的响应是加到发射机12中的平衡调制器的一个键控信号，该平衡调制器还接收被调制的正交相位视频载波。仔细地设计和操作提供以NTSC复合视频信号调幅的VSB AM视频载波到复用器5的发射机8，以避免与发生的相位调制，它可干扰从发射机12来的正交相移VSB BPSK压缩载波。由于用于PSK的正交相位VSB AM载波被压缩，VSB PSK和VSB AM载波组合的信号相移不适当地不同于同相VSB AM视频载波的相移。虽然图1表示发射机8和12是互相分开的，但在实际上发射机8和12可共用相同的上边带滤波器和末级放大器级。

图2更详细地表示用于数字地滤波该数字信号的TV发射机部分的结构，它产生相移键控信号。纠错编码器14提供串行比特形式的数字信号到数字帧存储器对20，在帧存储包装控制电路21的控制下，它起着速率缓冲器15和帧重复器16两者的作用。最好是，编码器14是产生变型的Reed-Solomon码类型的；而数字帧存储器对20执行如隔行扫描器的另外业务。在本说明书中对照图3更详细地说明数字帧存储器对20的寻址和操作。

数字帧存储器对20的隔行扫描操作将数据扫描的原始顺序放入列中，横放到由VSB BPSK数据发射机12发送的数据列，与复合视频信号的各个水平扫描行同时地由VSB AM视频发射机8发送。这样做了，可能具有水平方向相干的复合视频信号的脉冲噪和中波段频率干扰变形的Feed-Solomon码比变型的Reed-Solomon码工作在沿水平扫描行变换数据为行干扰较少的比特而不是横向水平扫描行变换数据为列的情况。

数据帧被定义为525行的符号块，它以数据行扫描速率倍数的一个符号速率出现，对于模拟复合视频信号其数据行扫描速率与水平扫描行速率相同。BPSK符号是比特，但是变码的Reed-Solomon码所加的符号通常是2^N比特数据，N是一个小的正整数，如3，4或5。每个变型的Reed-Solomon码持续的比特长度选择为小于525(例如256或512)，以致脉冲噪作较少可能在其长度上一次以上地中断任一个变型的Reed-Solomon码。数据行和复合视频信号的水平扫描行的相对相位是这样的：从数字帧存储器对20读出的每个数据行在时间上与复合视频信号的各个水平扫描行相一致。数据帧以与由信源7提供的模拟复合视频信号的帧相同的速率从数字帧存储器对20中读出，但是可方便的获得比视频信号帧落后了复合视频信号的九个水平扫描行的数据帧，其理由在本说明书中进一步说明。

在第一数据帧被写入之后它从每个数字帧存储器对20中被读出，而在它被写入之后再写入第二数据帧之前再读出，以产生在数据帧的连续对的各帧期间作为输入信号加到两输入端的异或门22的第一输入端的输出信号。在连续数据帧对的过程期间，读出一对的数字帧存储器对20，然后逐个数据行地再读出，其它的数字帧存储器对20被写入。如果该数字帧存储器对20作为一个隔行扫描器工作，则这个写入是逐个数据列地进行的。发射机1的帧计数器用于计数八帧周期，以便在所选的垂直消隐间隔(VBI)扫描行期间控制重影删除基准信号插入到复合视频信号中。这个帧计数器在其各级中包括一个模4数据帧计算器23，用于提供由帧存储器包装控制电路21使用的一个模4数据帧计数信号。该模4数据帧计数信号的较高有效比特由该包装控制电路21提供给数字帧存储器对20，用于选择哪个被写入和哪个被读出。

该模4数据帧计数信号的较低有效比特是从该计数器23加到异或门22的第二输入端的模2数据帧计数信号。在从该数字帧存储器对20的一对第一次读出一个数据帧的期间，加到异或门22的第二输入端的逻辑1使得异或门22给DAC18提供第一次从该帧存储器读出到异或门22的第一输入端的该数据的反码。在从数字帧存储器对20的一对第二次读出一个数据帧的期间，加到异或门22的第二输入端的逻辑0使得异或门22给DAC18提供第二次从该帧存储器读出到异或门22的第一输入端的数据的复制。图2的异或门22和计数器23的最低有效比特级一起构成图1的电路17，电路17反码在交替数据帧中的从帧转发器16来的输出信号。

除了从计数器23接收模4数据帧计数信号，包装控制电路21从数据行计数器24接收数据行计数信号和从符号计数器25接收符号/行计数信号。包装控制电路21将该数据行计数作为数据行读寻址加到选为从其读出的数字帧存储器，并且将符号/行计数作为行内读寻址加到选为从其读出的那个帧存储器。数据行计数和符号/行计数一起构成完整的读寻址RAD，图2表示包装控制电路21提供到数字帧存储器对20，以便应用到选为用于从其读出的那一个。合并控制电路21还产生写寻址WAD，提供给选择用于写入的数字帧存储器对的一对。

图2表示符号时钟电路30，除了每行符号计数器25之外，它还包括一个压控振荡器(VCD)31，一个过零检测器32，一个255计数解码器33和一个自动频率与相位控制(AFPC)检测器34。每行符号计算器25包括8个二进制计数级。过零检测器32更适合的术语是过平均轴检测器，当振荡器30的正弦振荡在预定方向越过它们的平均轴时，它产生一个脉冲。过零检测器通常包括一个限幅放大器，它响应于VCD31的正弦振荡产生方波，一个微分器，响应这些方波的瞬变产生脉冲，和一个削波器，用于分离因为定时目的而加到帧存储器包装控制电路21的一个极性的脉冲。这些脉冲还加到每行符号计数器25，在每个连续行中被计数，因而产生加到合并控制电路21的符号/行计数信号。255计数解码器33解码达到255的符号/行计数以产生一个脉冲。不是简单地使符号/行计数翻转为数学零，因为全部计数是2的整数次幂，以255计数解码器33来的每个脉冲可用于在由过零检测器32加到计数器25的下一个脉冲时复位计数器25，因此符号/行计数返回到数学零。 255计数解码器33提供脉冲到AFPC检测器36，与水平同步脉冲H比较以产生加到VCD31的AFPC电压。这完成了一个负反馈环路，调整VCD31振荡的频率为256倍的水平扫描行频，或者4027972Hz。

现在叙述通过帧计数器23和数据行计数器24进行的计数与模拟复合视频信号的帧同步的一个方法。在本说明书中叙述的系统的一个数字信号接收机中，最好同步该计数器，该计数器再生数据帧计数以便刚好在这个帧的开始场中的垂直同步脉冲的尾边缘之后开始该模拟复合视频信号每帧的第9行。在这种情况下，在该数字信号接收机中产生数据行计数的计数器被复位为该模拟复合视频信号每帧第9行开始时的规定计数值。由图2中所示的发射机1部分中的模2数据帧计数器23和数据行计数器24进行计数的同步符号所要求的接收机的实际。

255计数解码器33的输出信号作为第一输入信号加到两个输入端的与门36。站同步发生器9将垂直同步脉冲V加到尾边缘检测器36，它提供在复合视频信号第9行的结束时的脉冲，而且在复合视频信号第271行中间点的输出信号作为第二输入信号加到与门35。与门35的响应由在复合视频信号第9行结束时的数据帧结束脉冲构成的。这些数据帧结束脉冲的每个脉冲作为触发脉冲加到模2数据帧计数器23，以便前进该数据帧计数信号，并且加到数据行计数器24复位其数据行计数为规定的初始值。实际上，255计数解码器33可被省去，而从符号计数器25的最后的二进制计数级来的进位脉冲可被加到AFPC检测器34和加到与门35而不加解码器33的输出信号。

图3表示当作为一个隔行扫描器工作用于从纠错编码器14提供变型的Reed-Solomon编码的数字帧存储器对20的特别连接。数据帧计数器23包括一个最低有效比特计数器级231，用于产生模2数据帧计数，和一个次最低有效比特计数器级232，它与计数器级231一起产生模4数据帧计数。次最低有效位计数器级232控制包括数字帧存储器对20的两个数据帧存储的随机存取存储器(RAM)81和82交替的写和读。在交替帧对间隔，地址扫描是以行和以每行的符号进行期间，从纠错编码器14以半PSK速率写RAM81和82。在每帧时间隔后接被写入的一个帧对间隔，地址扫描是以行和以每行的符号进行时，每个RAM81和82以PSK速率被读入异或门22。这里所指的每行的“符号”是PSK符号或比特，不是从编码观点考虑的与变型的Reed-Solomon码相关的2^N比特符号。

一个地址复用器83从数据行计数器24接收数据行计数和从符号(即每行的符号)计数器25接收符号/行计数作为读寻址。地址复用器83从数据列计数器84接收数据列计数和从每行符号计数器85接收符号/列计数作为写寻址。过零检测器32以PSK速率提供触发脉冲给一个触发的触发器86，该触发器86起着一个分频器的作用，用于以半PSK速率提供其输出信号的交替瞬变给每列符号计数器85作为计数输入(CI)。解码器87解码达到满计数的符号/列计数(假定每列符号计数从0开始，则为525)，以便提供一个1作为数据列计数器84的计数输入(CI)。提供解码器87的输出信号作为两个输入端的或门88的第一输入信号，或门88响应解码器87来的1提供一个1作为复位(R)信号到每行符号计数器85，用于复位符号/列计数为其初始值。

或门88的第二输入信号和数据列计数器84的复位(R)信号是由3输入端与门89的输出响应提供的，当它是1时该响应复位符号/列计数和数据列计数为它们各自的初始值。当而且只当该数据行计数指示已到达数据帧的末行时解码器27才提供一个逻辑1到与门89的第一输入端；原则解码器27提供一个逻辑0作为其输出信号给与门89。最后数据行符号检测器33的输出信号和数据帧计数器23的模2数据帧计数都加到与门88作为其三个输入信号的另外二个输入信号。只在最后数据行的最后符号刚好在偶数帧到达之前到达奇数帧时，当RAM 81和82中选择的一个被逐个数据行地读入帧存储器21时，与门88的输出响应才是1。

从计数器级232提供的模4数据帧计数的较高有效比特是1决定着地址复用器83选择对RAM81读寻址和选择对RAM82写寻址。从计数器级232提供的模4数据帧计数的较高有效位是1允许RAM81逐个数据行地读出到异或门22的第一输入端，而该计数是0的反码允许RAM82从纠错编码器14逐个数据行地被写入。

从计数器级232提供的模4数据帧计数的较高有效位是0决定着地址复用器83选择对RAM82读寻址和选择对RAM81写寻址。从计数器级232提供的模4数据帧计数的较高有效位是0允许RAM82逐个数据行地被读出到异或门22的第一输入端，而该计数是1的反码允许RAM81从纠错编码器14逐个数据行地写入。

图4表示一个数字信号接收机40，用于从诸如天线42这样装置接收其中有数字信号的电视信号和提取其中的数字信号。调谐器43选择由第一检测器检测的电视信号，第一检测器是一个可调谐的下变频器，通常是超外差式的，用于变换所选的电视信号为一组中频频率和图象频率组。视频中频(IF)滤波器44选择视频中频频率用作中频(IF)放大器45的输入信号和去除该图象频率组。按照目前的习惯，表面声波(SAW)滤波器可用作视频IF滤波器44和在单片集成电路(IC)中构成该视频IF放大器45作为多级放大器而无需级间调谐，视频IF放大器45提供放大的视频IF信号到同相同步视频检测器46和正交相位同步视频检测器47。以额定的IF视频载波频率45.75MHz振荡的振荡器48无相移地提供其振荡到同相同步视频检测器46和以由相移网络49提供的90°滞后相移提供到正交相位同步视频检测器47。振荡器48具有响应于正交相位同步视频检测器47的输出信号的自动频率与相位控制(AFPC)。同步的视频检测器46和47通常与视频IF放大器45及振器48的部分一些包括在该IC内。每个视频检测器46和47既可是恢复载波型的也可是真正同步型的。由同相同步视频检测器46恢复的同相变型的复合视频信号加到一个水平同步分离器50和垂直同步分离器51，它们分别从同相变型的复合视频信号中恢复水平和垂直同步脉冲。

电视接收机设计领域的技术人员一般熟悉以上所讨论的数字信号接收机40的各个方面，不过视频IF滤波器44最好做成仅约3.5MHz宽并且中心在约45.25MHz。这个视频IF滤波器44提供信道内和相邻信道伴音去除，在正交相位视频检测器47之后无需伴音陷波滤波。这个视频IF滤波器44还抑制由同相视频检测器46检测的视频信号的彩色分量和由正交相位视频检测器47检测的残余复合视频信号。正交相位视频检测器47的带宽应比符号率多少宽一些，以致不衰减在BPSK响应的“尾部”(tail)中的上部频率。正交相位视频检测器47检测该键控信号，其后只跟着在约750KHz频率的NTSC复合视频信号的那些部分。

在实际上，数字信号接收机40通常包括重影抑制电路，在图4中没有分开地和清楚地表示出，但是可以是在1993年8月20日提交的美国专利申请序号08/108311中的和在名称为“Apparatnsfor Suppressing Ghosts in Signals Modulwting aCarrier in Quadrature Phasing With a VideoCarrier”的美国专利申请中详细叙述的那个类型的。后一申请引用在此供参考而且是由C.B Patel和J.Yang同时提交的。每个同相和正交相位视频检测器46和47在其同步检测器本身之后包括各自的重影删除和均衡滤波器，这些滤波器类似于用在包括在另一个视频检测器中的同步检测器本身之后的滤波器。响应在计算机中进行的计算，两个重影删除滤波器的可调参数并行地进行调节，而响应在计算机中进行的进一步计算，两个均衡滤波器的可调参数也并行地进行调节。重影删除参考(GCR)信号从由同相同步视频检测器46检测的视频信号的选择的垂直消隐间隔(VBI)扫描行中提取出，该重影删除参考信号在发送时延续高达4.1HMz频率，但是由于其限定的IF带宽，在数字信号接收机中只延伸到2.5MHz左右。GCR信号被数字化和作为输入信号加到该计算机，用于计算重影删除和均衡滤波器的可调参数。可选择地或另外地，正交相位视频检测器47的响应中的直流或低频分量可被检测到并且用作计算重影删除滤波器的可调参数的基础。

在图4的数字信号接收机40中，每个符号的样值计数信号是通过每个符号的样值计数器103计数脉冲产生的，这些脉冲是响应从压控振荡器105收到的正弦振荡由过零检测器104产生的。每个符号的样值计数器103有四级并且在振荡器105振荡的每第16过平均轴时提供一个溢出进位。符号计数信号是由符号计数器52计数从每个符号的样值计数器103来的溢出进位产生的。解码器55解码达到255的符号计数以产生一个脉冲，在由过零检测器104加到计数器103的下一脉冲复位计数器103和52，使每个符号的样值计数和符号计数返回为算术零。由解码器55产生的脉冲加到AFPC检测器56与水平同步脉冲H比较，该水平同步脉冲H是由水平同步分离器50分离出来的并由控制的延迟线57可调地延迟一个符号间隔的几分之一。比较的结果在AFPC检测器56内低通滤波以产生加到VCO105的自动频率与相位控制(AFPC)电压信号。这些装置控制行锁定的VCO105提供的振荡的频率为16×256＝4096倍的水平扫描行频fH或64447545Hz。关于受控振荡器所用的术语“行锁定”意味着其振荡频率保持在对于15734.264Hz扫描行频的恒定比率，这通常是由AFPC电路进行的，当以合适的系数分频为水平同步脉冲比较其振荡频率。

该键控信号和在750KHz以上频率的由正交相位视频检测器47检测的NTSC复合视频信号的伴随部分被加到一个匹配滤波器58，它响应键控信号但是只是复合视频信号的伴随的750KHz以上频率分量的选择部分。匹配滤波器58提供一个峰响应，该响应与在该发射机中的滤波器19的过滤整形部分的滚降相符以扩展PSK带宽足以减少符号间干扰。匹配滤波器58还可提供另一个峰响应以补偿正交相位视频检测器47的检测效率的滚降，可归因于在0.75和1.25MHz之间的频率范围内VSB BPSK实际上增加的单边带和在从1.25MHZ向上扩展的频率范围内实际上基本是单边带。但是，不同的TV发射机的残留边带滤波器互相变化，补偿正交相位视频检测器47的检测效率的滚降的峰响应最好在每个TV发射1上通过改变过渡整形滤波器19以提供除了整形过渡外还提供合适的峰响应来进行。但是在发射机1二进制键控信号的这个附加的峰或预增强将增加与亮度信号一起发送的0.75MHz以上的BPSK的高频内容。

从匹配滤波器58来的响应作为输入信号加到模数变换器(ADC)106。正交相位视频检测器47基本上不恢复低于750KHz的复合视频信号频率，而BPSK编码是它没有零频内容。在750KHz以上频率中没有很多能量的TV图象的传输期间，正交相位同步视频检测器47的响应的BPSK部分从一个极性变换为另一个极性。所以ADC106是能够数字化或者是正极性的或者是负极性的模拟信号类型的。更具体地讲，ADC106最好是一个具有单比特反馈的多比特求和增量变换器，正如由J.C.Leslie和B.Singh在他们的文章“改进的求和增量调制器的结构”中所叙述的。具有8比特分辨率的快速变换器(这是适中价格的)取样二阶(second-order)求和增量反馈回路中的差错信号，而单比特反馈用于减少数模变换的差错。第二类求和增量反馈回路是无条件地稳定的。对于16∶1的过取样率，该差错信号以256倍的水平扫描行速率fH的符号率的16倍进行取样，每次取样一个脉冲是经过线路107从过零检测器104收到的，每次该检测器104检测从振荡器105来的振荡的过零。快速变换器的数字输出加到变换器106内的FIR低通滤波器，而这个滤波器的数字响应由一个二次取样器16∶1二次取样，每次取样一个脉冲经过线路108从每个符号的样值计数器103的进位溢出收到。这个取十分之一(decimation)减少了随后的数字梳状滤波的延迟部分中所要求的存储容量的数量。以符号率、具有最佳相移的二次取样是同步符号检测的一种形式，它抑制对符号率变化的复合视频信号的那些分量的响应，但是，与以符号率的取样是正交定相的。

响应过零检测器104在线路108上提供的脉冲，单比特ADC109以256倍的水平扫描行速率fH的符号率的8倍取样，该单比特ADC109响应匹配滤波器58的响应提供描述匹配滤波器58的响应的极性的符号比特。那个符号比特和在比特锁存器110中被延迟一个样值的那个符号比特作为各自的输入提供给异或门111。异或门111检测匹配滤波器58的响应，提供这个检测的结果给脉冲相位鉴别器67。脉冲相位鉴别器67选择地检测匹配滤波器58响应的过零的转变，如由异或门110所检测的，相对于受控振荡器105的振荡过零的适当相位，如由过零检测器104所检测的。脉冲相位鉴别器67低通滤波这些选择地检测的转变，作为取样和保持，因而产生一个控制信号，用于调整延迟，受控的延迟线57提供加到AFPC检测器56的水平同步脉冲H。脉冲相位鉴别器进行的这个选择的检测可在正交相位视频检测器47对复合视频信号的响应期望是零值时的垂直消隐间隔部分期间进行。在第二类求和增量差错信号的数字化期间，由ADC107中的快速变换器过取样的相移因而被调整为最小符号间干扰。

调整行锁定振荡的相位的装置是由共同发明人Jung-Wan KO研制的那类型的。相对于从受控延迟线57提供的可调延迟的水平同步脉冲H控制受控振荡器105振荡控制频率和定相的AFPC回路提供一个滤波功能，避免ADC时钟出现“假信号”或者在相位调整期间表示周期性的短路。这些假信号出现在试图在ADC时钟本身中进行相位细调的时候。

垂直同步分离器51提供对分离的垂直同步脉冲V的“有损耗的”综合响应给阈值检测器68，其阈值电压是这样选择的：只当综合的垂直同步脉冲多于5个半扫描行和小于6个半扫描行时才超过该阈值电压。阈值检测器68输出信号作为第一输入信号加到两输入端的与门69，只在其输入信号超过其阈值电压时该阈值检测器68的输出信号才是1，否则为0。解码器55提供其输出信号给与门69作为第二输入信号，对于每个数据行中的符号计数的最后值(在水平扫描行的结束)，解码器55产生一个1，否则产生一个0。与门69响应出现在复合视频信号帧的起始场的开始的垂直脉冲的尾部边缘，以便提供响应于这些边缘的每个边缘的各个数据帧结束脉冲，但是不响应在这些帧的各个起始和最后字段之间出现的垂直脉冲的尾部边缘。与门69响应中的数据帧结束脉冲加到模64数据帧计数器70作为计数输入(C1)信号，以便前进再生的数据帧计数信号，在该发射机中已从该数据帧计数信号位移一个扫描行。本说明书中将对照图11详细讨论用于复位数据帧计数器70的帧同步器71。

与门69响应中的数据帧结束脉冲还作为复位(R)信号加到数据行计数器72以便复位作为其输出信号再生的数据行计数，然后，它应该是524变为算术0。数据行计数器72被连接用于计数从水平同步分离器50所提供的水平同步脉冲H。数据行计数用于控制在该电路(未在图4中示出)中包含GCR号的VBI扫描行的选择，以便为该计算机(在图4中也未示出)和重影删除滤波器获得数据，计算机计算用于均衡的可调滤波参数，重影删除滤波器包括在视频检测器46和47内。

数据分离滤波器73接收求和增量模数变换器106的二次取样的数字响应作为输入信号。在本说明书中对照图6和7叙述该数据分离滤波器73的特别实施例。如果数据分离滤波器73是图6和7中所示的类型之一，它每隔一个数据帧提供有效的分离的数据样位到下一个符号判定电路75。这些有效的分离数据样值是5电平形式而不是二进制形式。从符号判定电路75来的符号流作为输入信号加到后置行梳状部分响应滤波器76。部分响应滤波器76工作在数字域，以便通过数据分离滤波器73中的梳状滤波取消已经进行的为模拟域中的数字信息。

从部分响应滤波器76来的符号流作为输入信号加到速率缓冲器77，它由数据帧计数的最低有效位控制在交替的数据帧写入两个帧存储器的不同的存储器并读出未被选为用于写入的这两个帧存储器之一。数字样位从速率缓冲器77加到纠错解码器78。在数字信号接收机40的优选实施例中，设计与发射机1一起使用，使用以横向水平扫描行的数据列而不是沿着水平扫描行的数据行工作的变型的Reed-Solomon码，速率缓冲器77作为纠错解码器78的去隔行扫描器工作。解码器78变换其串行比特数字输入数据为平行比特形式和校正其中的差错以提供校正的数字数据，它们是数字信号接收机40的输出数据。

图5表示一个形式，当图4中所示的速率缓冲器77用作从部分响应滤波器76提供的变型的Reed-Solomon编码的去隔行扫描器时，它可采用这个形式。数据帧对计数器90接收从数据帧计数器70提供的一个执行(CO)信号作为其计数输入(CI)信号。数据帧对计数器90控制作为纠错编码的去隔行扫描器工作的两个数据帧存储随机存取存储器91和92的交替的写入和读出。RAM91和92只在交替的偶数帧期间写入，写入RAM91和92的数据以PSK速率从部分响应滤波器76提供，地址扫描是以行和以每行的符号进行的。这里所指的每行的“符号”是PSK符号或比特，不是从编码的观点考虑的与变型的Reed-Solomon码相关的2^N比特符号。在交替帧对间隔期间，RAM 91和92的每一个都以半个PSK速率读帧存储存储器21，地址扫描是以列和以每列的符号进行的。

地址复用器93从数据行计数器72接收数据行计数并且从符号(即每行的符号)计数器52接收符号/行计数作为写寻址。地址复用器93从地址列计数器94接收数据列计数并且从每列的符号计数器95接收符号/列计数作为读寻址。过零检测器53以PSK速率提供触发脉冲给触发的触发器96，它起着分频器的作用，以半个PSK速率提供其输出信号的瞬变给每列的符号计数器95作为计数输入(C1)。解码器97解码达到满计数(假定每列的符号计数从0开始，则为525)的符号/列计数以提供一个1作为数据列计数器94的计数输入(C1)信号。解码器97输出信号作为第一输入信号加到两输入端的或门98，或门98响应解码器97来的一个1给每列的符号计数器95提供一个1作为复位(R)信号，用于复位符号/列计数为其初始值。

到或门98的第二输入信号和到数据列计数器94的复位(R)信号是由来自3个输入端与门99的输出响应提供的，当它为“1”时，该输出响应将符号/列计数和数据列计数复位到它们各自的初始值。当和仅当数据行计数指示数据帧的最后一行到达时，解码器61提供逻辑1到与门99的第一输入端；否则解码器61提供逻辑0作为其输出信号到与门99。来自数据行最后符号解码器55的输出信号和来自数据帧计数器70的模2数据帧计数被作为其三个输入信号的其它两个输入信号送到与门98。仅当最后数据行的最后符号在奇数帧到达时，与门98输出响应是1，当RAM91和92所选择的一个RAM由符号判决电路75或76逐个数据行地写入时，该奇数帧恰好在偶数帧到达之前。

来自数据帧对计数器90为0的模2数据帧对计数决定地址复用器93对RAM91选择读寻址和对RAM92选择写寻址。来自数据帧对计数器90为1的数据帧对计数启动RAM91逐个数据列地读至纠错解码器78。两个输入端的与门101响应于来自计数器70和90两者都是“0”的数据帧计数和数据帧对计数的1的反码有选择地提供“1”写启动(WE)信号到RAM92。这个WE信号启动RAM92从符号判决电路75或76逐个数据行地写入。

来自数据帧对计数器90为“0”的模2数据帧对计数决定地址复用器93选择对RAM92读寻址和选择对RAM91的写寻址。来自数据帧对计数器90为“0”的数据帧对计数启动RAM92逐个数据列地读到纠错解码器78。响应于为“1”的计数器90的数据帧对计数和数据帧计数为“0”的1的反码，两个输入端的与门102有选择地提供“1”作为写启动(WE)信号。这个WE信号启动RAM91从符号判决电路75或76逐个数据行地写入。

速率缓冲在数字信号接收机40中进行，以便当从成对帧的帧梳状滤波出现的非有效数据的各交替帧被放弃时，在数据分离滤波以后但是在符号判决电路之前可填充遗留间隙。但是，速率缓冲最好在符号判决之后进行，因为帧存储器仅需要1比特深度，而不是许多比特深度。最好在纠错解码之前与去交错一起进行速率缓冲，因为这不需要用于速率缓冲的分开的帧存储存储器。速率缓冲是与去隔行扫描分开地进行的，如果它是具有由移位寄存器提供的只读端口的双端口RAM，该RAM的串联级可以从通过一个读/写端口存取的RAM部分并行地每次一行的装入数据，则该速率缓冲恰好可利用一个帧存储器进行。

图6表示数字信号接收机40的一部分可以采取的一种形式，包括数据分离滤波器73、判决电路75的部分响应滤波器76。滤波器73的输入端730接收来自ADC 106的数字样值，加到数字减法器731的被减输入端和数字帧存储器732的输入端。从数字帧存储器732的输出端读出的数字样值用作数字减法器731的减去值的输入。帧存储器732可以是以先读出后写入模式工作的RAM，该RAM是通过从计数器72作为行地址提供的数据行计数和从计数器52作为列地址提供的每数据行符号计数进行寻址的。在数字帧存储器732中每个可寻址存储单元存储的样值通常至少有12比特。

减法器731和帧存储器732一起形成一个高通帧梳状滤波器，在减法731输出端提供高通帧梳状滤波器响应给数据分离器73输入端730接收的数字样值。来自减法器731输出的高通帧梳状滤波器响应加到由部件733-738组成的高通行梳状滤波器，该响应中描述静态图象的亮度分量被抑制，并且抑制在数据分离滤波器73的输出端739提供的其响应中的描述静态图象的亮度分量。在输出端739提供的响应中亮度分量被抑制，该响应主要由5等级形式的高通梳状滤波的数字信号样值构成。

响应于数据行计数的解码器61在数据行计数指示数据帧的最后一行已经到达时产生逻辑“1”作为输出信号和在所有其他时间产生逻辑“0”作为输出信号。解码器61的输出言号作为控制信号被送到复用器733和734，每个复用器具有接收布线算数0的相应第一输入端和相应第二输入端。复用器733和734具有分别连接到1-H数字延迟线735和736相应输入端的相应输出端。1-H延迟线的输出信号在延迟等于复合电视信号的一个水平扫描行持续期间(63.5μS)之后再生施加在其上的输入信号。1-H延迟线735和736可以由通过来自符号计数器52的每行符号计数(SAD)寻址的相应RAM构成和工作的先读后写的模式。在每个数据帧的最后一行期间作为解码器61输出信号提供的逻辑“1”决定复用器733和734将各自的算数0样值行写入每个1-H延迟线735和736。因此，在每个数据帧的初始行期间，算数零样值的行从1-H延迟线735和736中读出，这样做是使部分响应滤波器76后置行梳状部分响应滤波器部分可以被正确地复位。这种复位将参照附图8在本说明书中进一步详细地描述。

在由部件733-738组成的高通行梳状滤波器的正常操作期间，作为从解码器61的输出信号提供一个逻辑“0”。响应于从解码器61作为控制信号提供的逻辑“0”，复用器733在其提供给1-H数字延迟线735输入端的输出信号中复制了来自减法器731的输出施加到复用器733的第二输入端的高通帧梳状滤波器响应。响应于从解码器61作为控制信号送来的逻辑“0”，复用器734在其提供给1-H数字延迟线736的输入端的输出信号中复制数字减法器737的差输出信号。减法器737组合高通帧梳状滤波器响应和被延迟一个水平扫描期间的响应；和数字减法器738组合来自减法器737的差输出信号和被延迟一个水行扫描期间的该差输出信号，因此在输出端739响应从减法器731输出的高通帧梳状滤波器响应产生高通行梳状滤波器响应。

在每个数据分离滤波器73中的梳状滤波变换BPSK信号为5电平数字信息，而不保留在二进制形式。符号判决电路75在这种情况下具有分别集中在-2、-1、0、+1和+2的5个比较器范围。符号判决电路75包括绝对值电路751，该电路响应于来自数据分离滤波器73的输出信号产生一个整流的数据响应。绝对值电路751整流的数字响应是以叠加在直流电压基底上的三元(或三电平)键控信号描述的，而不是描述为二进制编码键控信号，从而这个整流的数字响应被送到双阈值检测器752。双阈值的阈值检测器752接收从绝对值电路751来的符号码流和进行判决，该符号很可能是“0”、很可能是“1”、或者很可能是“2”，2等于“0”。双阈值的阈值检测器752一般含有两个数字比较器(每个被安排为按单阈值检测器操作的，这些单阈值检测器的第二个工作在它们的第一个检测器工作的阈值数字值的两倍那样大)和取决于该阈值的检测结果用于判决符号的识别的某个简单的逻辑电路。如果任一个阈值数字值未超过，或者两个阈值数字值都未超过，则逻辑电路表示该符号非常类似于“0”。如果仅较低的阈值数字值被超过，则逻辑电路指示该符号很可能是“1”。双阈值的阈值检测器752最好是数字值提供给比较器用于确定阈值检测的阈值是响应于符号强度自动调整型的。在这种情况下，双阈值的阈值检测器752具有相关的用于检测由绝对值电路751提供的符号流的平均电平、或者其平均峰值电平、或者两者的电路。有一个电路，用于从每个检测的电平计算送到数字比较器的数字值以建立用于阈值检测的各个阈位用于确定符号判决阈值的检测过程最好有选择地在垂直消隐间隔期间，当复合视频信号几乎对由正交相位视频检测器47检测的信号没有能量贡献时进行。

来自双阈值的阈值检测器752的串行比特信号经部分响应滤波器76的输入端760加到双输入端异或(XOR)门761的第一输入端。双输入端的复用器762具有施加布线“0”的第一输入端，具有施加XOR门761的响应的第二输入端，和具有连接到1-H数字延迟线763的输入端的输出端。数字延迟线763在连接到XOR门761第二输入端的其输出端提供对延迟一个水平扫描行持续期间的复用器762的输出信号的响应。部件761、762和763提供了后置行梳状部分响应滤波器的前面部分，如图8所示还具有包括部件764、765和766的后面部分。双输入端异或门764具有连接XOR门761的输出端的第一输入端，用于施加前置行梳状部分响应滤波的前部分的响应。双输入复用器765具有施加布线“0”的第一输端，具有施加XOR门764的响应的第二输入端，和具有连接到1-H数字延迟线766的输入端的输出端。数字延迟线766在共连接到XOR门763的第二输入端的输出端提供对延迟一个水平扫描行持续期间来自复用器765的输出信号的响应。每个复用器762和765接收来自解码器61的输出信号作为其控制信号。

仅当每个数据帧的最后行期间，解码器61的输出信号才是“1”决定复用器733和734将算数0样值装入在数据分离滤波器73中的1-H数字延迟线735和736，和决定在部分响应滤波器76中的复用器762和765将逻辑0样值装入1-H数字延迟线763和766。这些过程便在后置行梳状部分响应滤波器中的1-H数字延迟线763和766的内容被周期地初始化，该初始化是与在数据分离滤波器73的高通行梳状滤波器部分中的1-H数字延迟线735和736的内容的初始化同步。因为这种周期初始化是在垂直消隐期间进行的，所以没有起干扰信号作用的NTSC视频信号的明显的残留。甚至于在水平消隐期间也是这样，因为在扫描行期间、当彩色同步脉冲未被发射时数据帧开始和终了，和因为正交相位视频检测器47在所有时间抑制低于750KHz的NTSC电视信号的残留，消除了作为干扰信号的同步与均衡脉冲。

包括部件761-766的后置行梳状部分响应滤波器的最后部分的响应出现在XOR门764的输出端和加到部分响应滤波器76的输出端267。因为数据帧是重复的，所以不需要后置帧梳状部分响应滤波器。

图7表示数字信号接收机40的一部分可采用的另外一种形式，包括：数据分离滤波器73，符号判决电路75和部分响应滤波器76，其形式与图6的差别在于：双输入端复用器733、734、762和765被复位以便起到从1-H延迟线735、736、763和766读的作用，而不是起到写的作用。复用器733和734的第一输入端接收各自布线算数0输入信号，这些信号决定复用器响应于解码器62提供给它们的逻辑“1”作为控制信号在它们各自的输出端进行复制。复用器762和765的第一输入端接收相应的布线逻辑0输入信号，这些信号决定复用器响应于解码器62提供给它们的逻辑“1”作为控制信号在它们各自的输出端进行复制。当和仅当数据行计数信号指示数据帧的初始行已到达时，解码器62产生逻辑1。否则解码器62产生逻辑“0”作为控制信号用于复用器733、734、762和765决定它们在其各自输出端复制加到它们各自第二输入端的信号。1-H延迟线735、736、763和766具有分别连接到复用器733、734、762和765的第二输入端的它们的输出端，和在一个水平扫描行的持续期间的延迟之后，响应于分别来自减法器731、减法器737、XOR门761和XOR门764的各自输出端加在它们相应输入端的信号。复用器733、734、762和765的输出端分别连接到减法器737的被减量输入端、减法器738的减号输入端、XOR门761的第二输入端和XOR门764的第二输入端。

图8表示数字信号接收机40的一部分可采用的另外一种形式，包括：数据分离滤波器73、符号判决电路75和部分响应滤波器76，与图6的形式的差别在于数据分离滤波器73中的行梳状滤波是在两个水平扫描行进行，而不是三行。因此，数据分离滤波器73中的部件734、736和738被省去和来自数字减法器737的差输出信号被加到数据分离滤波器73的输出端739。在这个输出信号中的数字信号实质上是三元或三电平的，而不是5电平的。

因此，判决电路75在图8中被修改，以便绝对值电路753响应于判决电路75的输入信号，和以便绝对值响应被加到单阈值的阈值检测器754，该检测器做出判决，每个符号很可能是“0”或者很可能是“1”。单阈值的阈值检测器754一般含有一个数字比较器，用于将来自绝对值电路753的输出信号与每个阈值数字值相比较。如果未超过该数字阈值，则阈值检测器754指示该符号很可能是“0”。如果超过该数字阈值，阈值检测器754指示该符号很可能是“1”。阈值检测器754最好是加到比较器上用于确定阈值检测的阈值电平的数字值是按照符号强度自动调整型的。在这种情况下，阈值检测器754具有相关电路，用于检测通过绝对值电路753提供的符号流的平均电平或其平均峰值电平、或两者。有一个用来从每个检测的电平计算加在数字比较器的数字值的电路，以建立用于阈值检测的阈值电平。用于确定符号判决阈值的检测过程最好是在垂直消隐期间，当复合电视信号几乎对由正交相位视频检测器47检测的信号没有能量贡献时选择地进行。

图8还表示被改进的部分响应滤波器76。部件764-766被省去，而XOR门761的输出连接是到部分响应滤波器76的输出端767。

图9表示数字信号接收机40的一部分可采用的还有另外的一种形式，包括：数据分离滤波器73、符号判决电路75和部分响应滤波器76，其与图7在形式上的差别在于在数据分离滤波器73中行梳状滤波是在两个水平扫描行内进行，而不是三行。在图9中数据分离滤波器73中的部件734、736和738被省去，和来自数字减法器737的差输出信号被加到数据分离滤波器73的输出端739。事实上在该输出信号中的数字信号是三元的或三电平的，事实上不是五电平的。因此，判决电路75在图9中按照与图8相同的方法改进，以致于绝对值电路753响应于至判决电路75的输入信号，和以致于绝对值响应被送到单阈值的阈值检测器754，该检测器做出判决，每一符号很可能是“0”，或者很可能是“1”。部分响应滤波器76从图7所示的形式做了修改。部件764-766被省去，和XOR门761的输出连接是到部分响应滤波器76的输出端767。

图10表示数字信号接收机40的一部分，包括数据分离滤波器73、符号判决电路75和部分响应滤波器76，所进行的构成以便执行自适应行梳状滤波。图10的电路类似于图7的电路在三个水平扫描行内在数据分离滤波器73中执行行梳状滤波，和类似于图9的电路，在两个水平扫描行内执行梳状滤波。图10的电路确定在正交相位视频检测器47响应中对NTSC复合电视信号的残留干扰最不敏感的一个行梳状滤波响应，和基于这种确定，选择从该行梳状滤波响应中恢复的数据符号，以便应用到速率缓冲器77。

图11是图7和9对于在垂直扫描方向的一个向上单位阶跃脉冲、在垂直扫描方向向下的单位阶跃脉冲，和对于一个单位脉冲的行梳状滤波器的行梳状滤波响应图。人们可以看出，在三个水平扫描的行梳状滤波导致对一个瞬变的较低幅度的立即响应，但是在两个水平扫描行的行梳状滤波导致对一个瞬变的较低的延迟响应。

在图10的电路中，与图7的电路一样，数据分离滤波器73的输入端730从ADC106接收数字样值，加到数字减法器731的被减数输入端和数字帧存储器732的输入端。从数字帧存储器732读出的数字样值被用作数字减法器731的减数输入。帧存储器732可以是一个工作在先读后写模式的RAM，该RAM由计数器72提供的作为行地址的数据行计数和由计数器52提供的作为列地址每数据行符号计数来寻址。减法器731与帧存储器732一起形成一个高通帧梳状滤波器，在减法器731的输出端提供在数据分离滤波器73的输入端730的接收的数字样值的高通帧梳状滤波器响应。来自减法器731输出端的高通帧梳状滤波器响应，响应中描述静态图象的亮度分量被抑制，该响应被送到高通行梳状滤波器，它抑制了在数据分离滤波器73的输出端739上提供的响应中描述运动图象的亮度分量。在输出端739上提供的响应中亮度分量被抑制，该响应主要是由5电平形式的高通梳状滤波数字信号样值构成的。

图10所示的高通行梳状滤波器的结构有些不同于图7所示的结构，但是就在端子739上产生的高通行梳状滤波器的响应来说是电气上的等效物。在图10中到1-H延迟线736的写输入是取自到数字减法器737的减数输入端，而不是如在图7中那样取自其差输出。在图10中到数字减法器738的减数输入取自数字减法器7310的差输出，而不象图7那样取自复用器734的输出。图10的数字减法器7310具有连接到它的被减数输入端的减法器737的减数输入端和具有连接到它的减数输入端的复用器734输出。在图10中，来自减法器737的差输出被送到数据分离滤波器73的另一个输出端7311，作为从相应于图7的数据分离滤波器73的输出端739提供的输出信号。在图10中，数据分离滤波器73还有另外的输出端7312，提供从减法器7310的差输出。

图10的符号判决电路75包括具有分别从数据分离滤波器73的输出端739和7311来的相应的输入连接的绝对值电路751和753。在输出端739的信号包括作为其分量的5电平数字信号。绝对值电路751对这个信号的整流的数字响应被描述为叠加在直流电压基底上的三元(或三电平)键控信号。该整流的数字响应被送到双阈值检测器752，该检测器做出每个连续的符号很可能是“0”，很可能是“1”、或很可能是“2”，“2”等于“0”的判决。在输出端7311的信号包括三元(或三电平)数字信号作为其一个分量。绝对值电路753对这个信号的整流的数字响应是以叠加在直流电压基底上的二进制键控信号描述的和被送到单阈值检测器754，该检测器做出每个连续符号很可能是“0”或者很可能是“1”的交替判决。

图10的符号判决电路75包括具有来自数据分离滤波器73的输出端7312的一个输入端的另一个绝对值电路755。绝对值电路753和755的输出信号由数字比较器756进行比较，当和仅当电路753的绝对值响应超过电路755的绝对值响应时产生一个逻辑“1”。这个逻辑“1”表示，在端739上根据三行行梳状滤波器响应的符号判决可能好于在端7311上根据两行行梳状滤波器响应的符号判决。

实际上，人们可能宁愿不转换到三行行梳状滤波器，除非由比较器756产生几乎全部“1”的字串，它提供更可靠的指示，复合电视信号的边缘是数字比较器756的输出信号是“1”的原因。通过将比较器756的输出信号作为可逆控制信号加到以PSK符号速率计数的可逆计数器，这种操作模式可以是可靠的。来自这个可逆计数器的计数然后由另一个数字比较器检测阈值，产生用于复用器7612的控制信号。仅当几乎全部1的字串出现长于阈值，可逆计数器计数再进行比较时，这个另一个数字比较器产生一个1作为复用器7612的控制信号。

图10的部分响应滤波器76包括部件760-766，在功能上对应于图7的部分响应滤波器76相应编号的部件和它们与双阈值检测器752的连接。图10的部分响应滤波器76还包括在功能上对应于图9的部分响应滤波器76的输入端760、异或门761、双输入端复用器762和1-H数字延迟线763的另外的输入端768、异或门769、双输入端复用器7610和1-H数字延迟线7611。图10的从单阈值检测器754的输出端到异或门769的第一输入端的连接类似于图9的从单阈值检测器754的输出端到异或门761的第一输入端的连接。图10的部分响应滤波器76的输出端从双输入端复用器7612的输出端连接，复用器的第一输入端从XOR门764的输出端连接，和复用器的第二输入端从XOR门769的输出端连接。在图10中XOR门764提供给复用器7612的第一输入端的信号对应于图7中XOR门764提供给输出端767的信号，图10中XOR门769提供给复用器7612的第二输入端的信号对应于图9中XOR门764提供给输出端767的信号。数字比较器756的输出信号是用于复用器7612的控制信号。由数字比较器756产生的逻辑“1”决定复用器7612在连接到输出端767的其输出端上复制XOR门764提供到复用器7612的第一输入端上的信号。由数字比较器756产生的逻辑“0”决定复用器7612在连接到输出端767的其输出端上复制XOR门769提供到复用器7612的第二输入端上的信号。

在图10中复用器733和734的第一输入端接收各自的布线算数“0”输入信号，响应于解码器62提供给它们的逻辑“1”作为控制信号，决定这些复用器在它们各自的输出端进行复制。在图10中复用器762、765和7610的第一输入端接收各自的布线逻辑“0”输入信号，响应于解码器62提供给它们的逻辑“1”作为控制信号，决定这些复用器在它们各自的输出端进行复制。当和仅当数据行计数信号指示数据帧的初始行已到达时，解码器62产生一个逻辑“1”。否则，解码器62产生作为用于复用器733、734、762、765和7610的控制信号的逻辑“0”，决定它们在它们各自的输出端复制施加在它们各自第二输入端的信号。    

图12表示图10电路的一种变形，该变形电路具有相同类型的符号判决电路75。但是在图12中数据分离滤波器73和部分响应滤波器76与图10的那些电路的差别在于，两个输入端的复用器733、734、762、765和7610被复位用于向1-H延迟线735、736、763、766和7611提供写入，而不是提供它们的读出。在图12的数据分离滤波器73的复用器733和734的第一输入端接收各自的布线算数零输入信号，响应于解码器61作为控制信号提供给它们的逻辑“1”，决定这些复用器在它们各自的输出端进行复制。图12中的部分响应滤波器76的复用器762、765和7610的第一输入端接收各自的布线逻辑“0”输入信号，响应于解码器61作为控制信号提供给它们的逻辑“1”，决定这些复用器在它们各自的输出端进行复制。当和仅当数据行计数信号指示数据帧的最后行已到达时，解码器61产生逻辑“1”。否则，解码器61产生作为复用器733、734、762、765和7610控制信号的逻辑“1”，决定它们在其各自的输出端复制施加在它们各自第二输入端的信号。

图13表示至此已描述过的任何数字信号接收机能够做出的各种改进。进行这些改进以减少由于各成对的帧之间的帧到帧的变化可能发生的差错，其中在前一帧期间的一个逻辑读出中发送一个数据，和在后一个帧期间的相对的一个逻辑读出中再发一个数据。当成对的帧之间基本的帧对帧变化时，其中在前一帧期间的一个逻辑读出中数据被发送，和在后一帧期间的相对的逻辑读出中数据再次被发送，如果前一帧与紧前面一帧之间的帧与帧变化是较小的，则高通帧梳状滤波器响应于前一帧和紧前一帧为后续的高通梳状滤波与符号判决提供一个良好的基础。

在图13中，与图6至10和12中的任何一图一样，输入端730接收来自ADC 106的数字样值，用于施加到数字减法器731的被减数输入端和数字帧存储器732的输入端。从数字帧存储器732读出的数字样值被施加到数字减法器731的减数输入端。减法器731和帧存储器732一起形成一个高通梳状滤波器，响应于在输入端730接收的数字样值，在减法器731的输出端提供高通帧梳状滤波器的响应。来自减法器731的输出端的高通帧梳状滤波器响应被送到电路方框200，其中描述静态图象响应的亮度分量被抑制。该电路方框200包括一个高通行梳状滤波器，用于对来自减法器731的高通帧梳状滤波器响应进一步滤波，接着该高通行梳状滤波器的符号制决电路75，和接着该符号判决电路的后置行梳状滤波部分响应滤波器76。在方框200中的电路可以类似于图6-10和12中的任何一个图所表示的电路。

对在输入端730接收的数字样值的帧存储器732的一帧延迟响应被施加到数字减法器201的被减数输入端和施加到另一个数字帧存储器202的写入输入端。从数字帧存储器202的输出端读出的数字样值被施加到数字减法器201的减数的输入端。减法器201与帧存储器202一起构成高通帧梳状滤波器，在减法器201的输出端提供一个高通帧梳状滤波器响应给在输入端730接收的前一帧的数字样值。来自减法器201的输出端的高通帧梳状滤波器响应被送到电路方框203，其中描述静态图象的响应的亮度分量被抑制。该电路方框203包括用于对来自减法器201的高通帧梳状滤波器响应进一步滤波的高通行梳状滤波器，接在该高通行滤波器之后的符号判决电路和接在符号判决电路之后的后置行梳状滤波部分响应滤波器。在方框200和203中的高通行梳状滤波器在结构上是相似的，而在方框200和203中的后置行梳状滤波部分响应滤波器在结构上是相似的。在方框203中的符号判决电路不同于在方框200中的符号判决电路，三电平符号判决电路被五电平符号判决电路所代替，和五电平符号判决电路被九电平符号判决电路代替。

来自电路方框203的比特串行数据信号加到如图13所示包括一个两个输入端的异或门204和一个一比特深度数字帧存储器203的后置帧梳状滤波部分响应滤波器。电路方框203施加其比特串行输出信号到XOR门204的第一输入端。XOR门204的输出端连接到两个输入端的复用器206的第一输入端，其第二输入端被连接用于接收电路方框200的比特串行输出信号。复用器206的输出经由输出端207提供一个选择的比特串行输出信号到速率缓冲器77，和这个选择的比特串行输出信号被送到后置帧梳状滤波部分响应滤波器中的帧存储器205的写输入端和一帧以后从帧存储器205的读出输出端施加到XOR门204的第二输入端。数字设计专业的技术人员将了解，速率缓冲器77可以由选择的比特串行输出信号在交替帧被写入，以至于延迟一帧的选择的比特串行输出信号可以读回到XOR门204的第二输入端，不需要分离一比特深度数字的帧存储器205。

减法器731和201的差输出信号作为绝对值电路208和209的各自输入信号提供。电路208和209的绝对值响应由数字比较器210比较，以便导出用于复用器206的控制信号，该控制信号选择在它的第一和第二输入端接收的哪个信号将在它的输出信号中被复制。

当来自绝对值电路208的响应小于来自绝对值电路209的响应时，这指示利用减法器731和帧存储器732的高通帧梳状滤波减少伴随数字数据的残留复合电视信号要好于利用减法器201和帧存储器202的高通帧梳状滤波。因此，数字比较器210提供控制信号到复用器206，决定它的输出信号复制按照从电路方框200馈送的第二输入信号。操作类似于由减法器731、帧存储器732和电路方框200重复的图6、7、8、9、10或12电路的操作。

当来自绝对值电路208的响应超过来自绝对值电路209的响应时，这指示利用减法器731和帧存储器732的高通帧梳状滤波不减少伴随数字数据的残留复合电视信号以及利用减法器201和帧存储202的高通帧梳状滤波也不能减少这种残留信号。因此，数字比较器210提供控制信号给复用器206，决定它的输出信号复制从XOR门204送来的它的第一输入信号。

在本说明书中描述的数据传输方案提供了单个的、合理宽带的数据传输信道。使用各种类型的时分复用方案，经这个单个的数据传输信道可以提供各种不同的业务。例如，数据可以利用设置有指示所提供的数据业务性质和该数据业务的始发器的首部信息的每个连续的分组数据以分组发送。电视广播装置和电缆广播装置可以是各种数据业务的始发器。在双向数据传输方案中识别始发器的分组的首部可以用于选择适当的数据返回信道，诸如电话链路或在电缆广播系统中的专用信道。

由发明人目前优选的本发明的实施例已经进行了描述，但是通信系统、发送机和接收机设计技术领域的技术人员了解了上述公开，就能够设计出一些本发明的替代实施例，和当解释附在本说明书后面的权利要求的保护范围时应当记住这一点。