逆变器保护装置

摘要

一种逆变器保护装置，包括第一检测电路，用于根据出电压的电特征参量，检查交流输出端是否从交流电力系统断开，根据检测结果，产生检测信号，和一个校正电路，接收检测信号，产生校正信号去破坏输出功率和负载间的功率平衡。控制电路以校正信号校正电流基准，进而控制逆变器，破坏功率平衡。保护装置还包括第二检测电路，检查功率平衡是否被破坏，根据检测结果产生异常现象信号去停止逆变器。

说明书

本发明涉及一个逆变器保护装置，该逆变器把直流电变成交流电，然后把交流电加到负载上，逆变器是通过接入交流电力系统有效工作的。

典型的常规逆变器保护装置的例子示于图24中，并在下面进行描述。

一个太阳能电池或一个燃料电池等形成的直流电流1的直流电，通过PWM（脉冲宽度调制）控制型的逆变器2被转变成交流电。用一个由电抗器3和电容器4构成的滤波器，消除交流电中由PWM控制器产生的高频分量，然后将此交流电加到负载9上。

普通民用交流电也提供到负载9上，即经断路器7和柱上变压器6，将交流电力系统8的功率馈给负载，负载通过和交流电系统8相连的逆变器2的交流电而实现操作。负载9上的交流电压由电压检测器10检测，正弦波信号Vs经带通滤波器16输入到电流基准电路12中。电流基准电路12，把正弦波信号Vs和放大器11输出的控制信号Vc相乘，并输出一个电流基准I＊。基准电流I＊和一个被电流检测器5检测的逆变器2的输出电流I同时输入到放大器13中，通过一个PWM控制部分14和一个驱动部分15，可以实现逆变器的使电流偏差为零的PWM控制。

基准电流I＊的相位，和负载9上交流电压的相位基本相同，高功率因数的交流电是由逆变器2提供。

当一个太阳能电池被用作直流电源1时，一个电压基准值V＊被设定，以便获得最大功率。放大器11产生一个对电流基准电路12的控制信号Vc，以便使直流电源1的输出电压V和电压基准V＊重合。

但是这方面的详细描述被省略，因为它和本发明不直接有关。

在上述配电系统中，包括柱上变压器6在内的负载侧的维修和检查，是通过打开线路断路器7，使负载侧与交流电力系统8分开而进行的。在这种情况下，负载侧的状态通过电压继电器17和一个频率继电器18被监视，则当负载与交流电力系统8实现分离的时候，就被异常状态检测电路19检测到，驱动部分15的运行被停止，从而就停止了逆变器2的工作。不过，存在这种情况，如果在断开断路器7使负载从交流电力系统8脱离的时刻，逆变器2所提供的功率和负载9的功率是平衡的，则异常现象检测电路19就不能检出异常状态，逆变器2继续运行。这种状态被称做岛状态或者反向充电状态，在维修和检查工作期间，这是一种危险状态。

特别是，当一个感应电动机被接为负载9，交流电力系统8的电压和频率，易于被该电动机的反电动势保持，结果就难于检测出岛状态。

下面提到的一个频率脉动系统，一个带通滤波器系统，一个功率脉动系统和一个高次谐波电压监视系统被建议用于防止岛状态，现在描述这些系统。

<频率脉动系统>

一个固定低频的相移，通过一个脉动电路21，被应用于输入电 流基准电路12的系统基准电压的该相位上。当断路器7被断开时，逆变器输出频率发生脉动，由此岛状态被检出。不过，关于本系统，如果逆变器功率（包括无功功率）和负载功率是很好匹配的，频率和电压将不会变化，结果，岛状态的检测将不会成功。

《带通滤波器系统》

鉴于带通滤波器16的特性，图24的基准电流I^＊的幅值和相位，被示于图25中。在岛状态存在的时候，如果逆变器2提供的无功功率和负载9所需要的无功功率不相等，供给负载9的交流电压的频率就偏离额定频率f₀，电流值下降，现有的功率平衡被破坏，交流电压下降，电压继电器17检出一个异常状态，逆变器2被停止工作。

现在考虑下述情况，负载阻抗如图26（a）中所示，由一个电阻R和一个电抗器L组成，并且具有一个如图26（b）中所示的滞后的功率因数角φ。在逆变器2被连于一个大功率容量的交流电力系统的情况中，它以额定频率f₀工作，从而，由于图25的带通滤波器的特性，逆变器2输出一个功率因数为1的功率。

当断路器7被断开，以便逆变器2的输出功率和负载9所需要的功率平衡时，由于负载9具有滞后的功率因数φ，逆变器2的输出电压的频率升高。当频率升高到频率f₁时，由于带通滤波器16的特性，逆变器2就提供一个滞后功率因数角为φ的相位滞后功率。即，逆变器2起着降低其输出频率的作用。既然是这样，电流值仅仅从I₀稍微降低到I₁，电压的波动也不大。这个电压波动，可由所提供的有功功率和负载9吸收的有功功率确定。

不过，如果带通滤波器16不存在，由于逆变器2运行方式中，总有一个功率因数为1的电流流动，在图26（a）情况中所建立的平衡点上，频率将是无限大。（实际上频率没有变得无限大，因为有控制延迟等，但是它可以变成一个极高频率）。

因此，带通滤波器16的作用是抑制在岛状态时刻的系统频率的波动。在超前功率因数负载情况中，逆变器2的作用是提高它的输出频率，带通滤波器16的作用是抑制频率的下降。由于在岛状态时刻，带通滤波器16的作用是趋向于增加电压波动，而不是趋向于抑制频率波动，依据不同情况，岛状态的检测可能被延迟。

<功率脉动系统>

在图24中的脉动电路21，使电流基准电路12输出的基准电流I^＊，在一个予定的低频范围内波动。当断路器7被断开，逆变器2输出的功率（无功功率和有功功率）和负载功率之间的平衡被破坏，因此，电压和频率出现起伏，岛状态被检出。不过，即使对这个系统，如果许多逆变器2被并联连接，就出现各个逆变器2的功率波动的相位彼此不同的情况，因此，这是一个整体上没有功率波动的状态，检测是不可能的。

<高次谐波电压监视系统>

负载侧的电压谐波可通过一个高次谐波检测电路20监测，当断路器7被断开，岛状态就通过高次谐波（第3次，5次和7次谐波）增加的事实而被检出。不过。对于这个系统，如果多个负载9被使用，这些负载9又具有如在逆变器空调或电视设备等中使用的电容器输入型整流电路，则检测的可靠性就会大大下降，因为在正常情况下，第3次，5次和7次谐波也增加。

因此，本发明的一个目的，是提供一个逆变器保护装置，它能检测岛状态并具有高可靠性。

本发明的这个目的和其它目的可以通过提供一个逆变器保护装置而达到，该逆变器被连到一个交流电力系统，把直流电转换成交流电，然后把交流电供给负载，包括一个控制电路，用于检测一个输出电压的相位和频率，产生一个和输出电压同步的基准电流，控制逆变器，使输出电流和电流基准值重合。这个保护装置包括，一个第一检测电路，用于根据输出电压的电气参量，检测交流输出端是否从交流电力系统断开，还用于根据检测结果产生一个检测信号，及一个与接收检测信号有关的校正电路，用于产生一个校正信号，去破坏输出功率和负载吸收功率之间的功率平衡。该控制电路通过校正信号校正电流基准值，并根据如此校正的电流基准去控制逆变器，由此而破坏功率平衡。该保护装置还包括一个第二检测电路，用于检测功率平衡是否被破坏，并根据检测结果产生一个异常状态信号去停止逆变器的操作。

参考下面详细说明并结合附图对本发明更好理解以后，就易于更全面了解本发明及其附带的许多优点。

图1是一个本发明逆变器保护装置实施例的方框图;

图2是图1中相位/增益设定电路31的特性曲线图;

图3是图1中逆变器保护装置的工作波形图;

图4是图1中相位/增益设定电路31的另一特性曲线图;

图5是本发明的另一实施例图;

图6是本发明另一实施例图;

图7是本发明另一逆变器保护装置实施例的方框图;

图8是图7的一个函数发生器44的特性曲线图;

图9是为说明图7实施例的操作所给出的负载状态图;

图10是本发明另一逆变器保护装置实施例的方框图;

图11是本发明另一实施例图;

图12是本发明另一实施例的方块图;

图13是本发明另一实施例的方块图;

图14是本发明另一逆变器保护装置实施例的方块图;

图15是图14的变压器6的工作波形图;

图16是图14实施例的工作图;

图17是图14实施例的工作波形图;

图18是本发明另一实施例的方块图;

图19是图14实施例的工作波形图;

图20是本发明另一逆变器保护装置实施例的方块图;

图21是图20实施例的工作图;

图22是图20实施例的工作图;

图23是本发明进一步实施例的方块图;

图24是一例常规逆变器保护装置的方块图;

图25是图24的逆变器保护装置的工作波形图;

图26是为说明本发明而给出的负载状态图。

现在参见附图，其中在各视图中，相同的数码标志相同或相应的部分，本发明的实施例将在下面描述。

图1是本发明一个实施例的逆变器保护装置的方块图。图1中，电压检测电路10检出的交流电压经带通滤波器16被输入到一个频率检测电路22中，在此处，频率被检出，检出的频率V₂₂被输入到一个频率变化率（df/dt）检测电路23和一个运算电路24中。在该频率变化率检测电路23中检出的频率变化率（df/dt）V₂₃输入到运算电路24中频率V₂₂和频率变化率V₂₃被包含在运算电路24的给定比之中，一个输出V₂₄（f+a（df/dt）：a是一个系数）被输入到一个系数设定电路30中。

电压检测电路10检出的交流电压通过一个电压瞬时值检测电路25也被送到一个电压有效值计算电路26中。在电压有效值计算电路26中，有效值V₂₆被确定，并被输入到电压继电器17中。在此处，有效值V₂₆和一个给定电压值进行比较，交流电压异常现象被检出，并输入到异常现象检测电路19中。

频率检测电路22检出的交流电压的频率V₂₂，也被输入到频率继电器18中。频率V₂₂和一个给定频率进行比较，在此处，一个频率异常现象被检出，并被输入到异常现象检测电路19中。

还有，电压检测器10检出的交流电压，被输入给一个零跨越检测器28，在此处，电压零跨越被检出，并且检出的值被输入一个失真检测器27。电压瞬时值检测电路25检出的电压瞬时值，也被送给失真检测器27。失真检测器27检测在交流电压零跨越附近的失真值V₂₇，并把检测值V₂₇送入一个失真继电器32。失真继电器32检出检测值V₂₇大于给定值的情况，并送入异常现象检测电路19。当电压继电器17，频率继电器18和失真继电器32中至少一个的输出信号被输入到异常状态检测电路19中的时候，停止指令就从异常状态检测电路19供给驱动部分15。

失真检测器27有检测值V₂₇，被输送到检测失真变化的失真变化检测器33，该检测值的相反值（-B），被提供给系数设定电路30。来自电流基准电路12的电流基准值I^＊，和由电压有效值计算电路26所计算的有效值V₂₆，被输入变化率检测电路29，该电路29检测变化率dv/di^＊，并把它输入系数设定电路30。在系数设定电路30中，根据电压有效值V的变化率和电流基准I^＊的变化率dv/di^＊，判断是否因为逆变器输出电流的改变，而使电压变化了，即，是否断路器7被断开了。

通过对输入值V₂₄，-β和dv/di^＊加权，系数设定电路30输出系数F₁和F₂。系数设定电路30的详细情况将在以后叙述。

系数设定电路30的输出F₁和F₂被输入到相位/增益设定电路31，该电路有一结构，可以改变电流基准I^＊的相位和增益。

相位/增益设定电路31的详细情况将在以后描述。由相位/增益设定电路31中设定的相位和增益所确定的一个正弦波信号V₃₁，被输入到电流基准电路12。电流基准电路12把正弦波信号V₃₁和放大器11输出的控制信号Vc相乘，并根据放大的结果输出基准电流I^＊。

下面将描述按这种方式构成的本发明实施例的设备的运行。

图2给出根据系数设定电路30输出的系数F₁和F₂，由相位/增益设定电路31设定的相位和增益的特性曲线的一例。当逆变器被连于交流电力系统，电路断路器7闭合，由于系统的频率被保持在额定频率f₀（50Hz或60Hz）左右，逆变器输出的电流相位（功率因数为1）和交流电力系统8的相位相同，电流基准I^＊就变成增益为1的一个输出（即，一个太阳能电池的最大功率点）。

下面，当断路器7断开，在岛状态时刻的工作将分三种情况I-1，I-2和I-3，进行描述。

I-1（△Q＝0）

实现控制的方式是，当存在不平衡，即，在逆变器2输出的无功率和负载无功功率之间存在差值△Q（△q≠0）的时候，逆变器2产生一个功率因数＝1的输出，即不产生无功功率。特别是频率是f₀，滤波器电容器4被认为是负载的情况。

频率V₂₂和频率变化量V₂₃被检测，运算电路24根据输入值V₂₂和V₂₃确定值V₂₄，即，f+a（df/dt）（a是系数）。通过取值V₂₄作为加权，系数设定电路30设定了系数值F₁和F₂。根据图2中所示输入系数值F₂和F₁，相位/增益设定电路31确定了正弦波信号V₃₁的相位和增益。然后根据正弦波信号V₃₁，电流基准I^＊的相位和幅值被改变，从而改变了逆变器电流的相位和幅值。

下面，对只有电流相位被改变情况的操作，将通过设定F₂＝V₂₄进行描述。在这种情况下，如果负载具有一个如图26（e）中的滞后的功率因数，用于平衡逆变器电流I_in和负载电流ie的交流电压的频率略微升高，通过增加电容电流和减少电抗电流，负载功率因数变得趋于1。在图26（e）情况中，f+a（df/dt）＞f₀，从而系数设定电路30输出一个大于额定值f₀的系数值F₂。当系数值F₂所确定的相位是超前的，逆变电流的相位通过这个控制而提前，结果，由于负载电流的相位和逆变器电流相位不匹配，交流电压的频率进一步上升。因为这个操作形成正反馈，频率进一步升高到无限大。但是如果特性曲线的安排如图2中所示，当系数值F₂超出一定范围时电流相位滞后，负载功率因数和逆变器功率因数就匹配，平衡建立在点Fa上，在此点，表示相位特性的线Lo和表示负载9的滞后相位角的线L₁相交。

在这种情况下，如果负载有一个如图26（d）所示的超前功率因数，在岛状态时刻，为了使逆变器功率因数和负载功率因数匹配，结果就通过降低电压频率，降低电容电流和增加电抗电流的操作，使无功功率趋于平衡。由于频率下降和f+a（df/dt）＜f₀，系数设定电路30输出一个小于额定值f₀的系数值F₂。系数F₂所确定的相位是滞后的，如图2（b）中所示。因此，采用使逆变器电流滞后等控制手段，从而交流电压的频率进一步下降。

通过一个正反馈作用，交流电压的频率进一步下降到零左右。但是，如果特性曲线的安排如图2中所示，当系数值F₂低于某一定值时，电流超前，负载的功率因数和逆变器的功率因数匹配，一个平衡例如建立在点Fb，在此点，表示相位特性的线L₀和表示负载9的超前相位角的线L₂相交。

如上所述，由于平衡是建立在点F₂和Fb，如果频率继电器18被整定在点Fx或Fy，岛状态便容易被检出，并且当差值△Q不是零时，逆变器2停止工作。

这时，因为频率发生偏离（当频率升高的时候，电流相位提前），负载电压出现不需要的升高。系数设定电路30输出系数值F₁（＝V₂₄），并且相位/增益设定电路31给出如图2（a）所示的增益曲线。通过这样设置，能够降低逆变器电流和降低交流电压，从而当频率偏差变大时，激励电压继电器17动作，结果就获得一个较好的控制。

I-2（△Q＝0，△P≠0）

下面，将考虑差值△Q是零并且存在不平衡，即负载有功功率和逆变器有功功率之间的差值△P不是零的情况。这时，假设负载的等效电路如图26（c）中所示。

在图26（c）中，有功功率只被电阻吸收，这是因为电容器C和电抗线圈L不吸收有功功率。如果加到负载9上的电压被表示成（V+△V）（V是额定电压），电阻R吸收的功率就是（V+△V）²/R。△V是在岛状态中的电压变化量。

因此，△P＝[（V+△V）²/R]-[V²/R]，并且如果差值△P大于整定值，电压（V+△V）就大于一个整定值，并大于整定电压，该电压被电压继电器17检出，逆变器2可停止工作。

I-3（△Q＝0，△P＝0）

下面，将考虑差值△Q完全等于零而差值△P近似等于零的最难检测的情况。

图3（a）示出了交流电压V_AC和柱上变压器6的励磁电流iex之间的关系。由于铁心的磁饱和特性，励磁电流iex不是正弦波，它在交流电压过零处附近有一个尖峰电流。当断路器7闭合时，励磁电流iex由交流电力系统8提供，具有小电压失真的正弦电压V_AC得以保持。

不过，如果当差值△Q是零，差值△P近似等于零时，断路器7若断开，柱上变压器6的励磁电流iex就从逆变器2和负载9获得。由于差值△Q是零，当功率因数是1的时候，功率平衡，所以差△P恰好是如图3（b）所示的细长正弦分量，在电压过零处附近，不会产生满意的波峰电流供给。结果，电压就下降，在电压过零处附近的失真加重，如图3（b）中虚线表示的电压V_AC的情况。

这个失真被失真检测电路27和失真变化检测电路33检出，以便检测岛状态存在的可能性。即，失真变化检测器33，把失真变化的检测值的相反值（-β），加到系数设定电路30，电路30根据相反值（-β），设定系数值F₁和F₂。相位一增益设定电路31输出信号V₃₁，该信号的相位和增益是基于图2所示曲线的系数值F₁和F₂确定的。

这里，图2中增益曲线的水平轴F₁和相位曲线的水平轴F₂向负方向波动，功率平衡被破坏，频率和电压发生波动逆变器2由于电压继电器17和频率继电器18的动作而停止工作。

使水平轴F₂和f+a（df/dt）的方向一致是较好的，但在f+a（df/dt）＝f₀的情况下，通过测定F₂＝-β，把频率移到下限，能使相应于电动机负载的岛状态中的平衡更快地被破坏。

当失真检测电路27的输出V₂₇变得大于某设定值的时候，失真继电器32直接经过异常现象检测电路19，而不经过系数设定电路30和相位/增益设定电路31，也可以去停止逆变器的工作。

当失真加重且被失真变化检测电路33检出的时候，水平轴F₁产生移动，电流基准值I^＊改变。变化率dv/di^＊可由电压变化率（dv/di^＊）电路29检出。当变化率dv/di^＊超过岛状态中的一个设定值时，还可能增加一个通过产生相对于水平轴的正反馈去破坏平衡的电路。在相位改变的时候，最好检测关于有功电流dv/di^＊cosφ（cosφ＝功率因数）的电压波动情况。虽然在图1电路中未示出，用检测电流I代替检测电流基准I^＊，可以预期能得到相同的结果。

在上述实施例中，当逆变器2和所述的交流电力系统8工作期间，逆变器2从交流电力系统8被切除，如果在逆变器输出的无功功率和负载的无功功率之间存在不平衡，即使有稍微一点不平衡，频率也会轻微上升或下降。这个频率偏移被检出，并实行如下的控制，如果频 率已上升，逆变器电流相位就被提前，以便使频率进一步上升而如果频率已下降，电流的相位就被滞后，在降低频率的方向上就出现反常剧升。

当频率进一步偏离额定值，通过降低逆变器电流值，减少有功功率供给，电压下降也就被加速。

当各功率的有功分量和无功分量分别很好平衡的时候，电压既不变化，频率也不变化，通过改变电流相位和幅值实现了从一个平衡状态到偏差操作的转移。在本实施例中，岛状态可以被更可靠地防止。

下面，将描述系数设定电路30的详细情况。系数设定电路30，通过加权输入值V₂₄，-β，和dv/di^＊，输出系数值F₁和F₂。F₁＝V₂₄和F₂＝V₂₄的情况，和F₁＝-β和F₂＝-β的情况前面已有描述。

通常，输入值的加权是按照下述先后次序进行的。

（1）一个频率f（一个输出V₂₄，当α＝0）

（2）一个频率变化率（当α≠0时，一个输出V₂₄）

（3）一个失真变化率的一个相反值（-β）

（4）一个变化率dv/dl^＊

首先，设F₁＝f，F₂＝f，逆变器2根据这样的设定值而被控制。在这种情况下，证实了在断路器7被打开后的一个予定时间内，一个异常现象能否检出。如果异常状态在该予定时间内被检出，设定值F₁＝f和F₂＝f就被选定。

如果在予定时间内异常现象未被检出，下一步就要试。特别是，设F₁＝V₂₄（f+adf/dt）和F₂＝V₂₄（f+adf/dt），还需要做与上述相同的证明。如果异常现象在予定时间内还未被检出，再下一步再试，其中系数值F₁和F₂，分别通过把具有加权的相反值（-β）加到予先设定的系数值F₁和F₂上而被设定。然后做相同的证实。

如果异常现象在予定的时间内也被检出，就只有系数值F₁是通过把具有加权的变化率dv/dI^＊加到予先设定的系数值F₁上而被设定。在此之后，做相同的证明。

特别是，系数值F₁和F₂在几个加权被选择的条件下被设置是足够的，并证实了是否在予定的时间内，在这种公知模拟方法的条件中，异常现象可以被检出。

通过选择做为特殊值的加权值，完全可能设定F₁＝-β，和F₂＝-β。还可以不通过输入值f，df/dt，-β和dv/dI^＊的结合，而是通过多个输入值的一个单独的值来设定系数值F₁和F₂。

设定系数值F₁和F₂的时间上的先后次序已如上述。根据同时采用模糊控制的多个输入值，进一步能够确定系数值F₁和F₂。

系数设定电路30的功能已如上述，熟悉本技术的人，通过微计算机或熟知的硬件部件组合，很容易实现它的功能。因此，这里省略对系数设定电路30的结构的详细描述。

下面，详细描述相位/增益设定电路31。

相位/增益设定电路31，根据系数设定电路30设定的系数值F₁和F₂，设定电流基准I^＊的增益和相位，并根据设定结果输出正弦波信号V₃₁。如图2所示的相位和增益被设定情况已经被描述。

一般，设置相位，是根据输入系数值F₂，在不同频率方向上移相。

特别，在系数值F₂被设定成一个频率f的情况下，根据频率的上升或下降，相位被设置成提前或滞后。

在系数值F₂包括频率变化率df/dt的情况下，根据频率变化率df/dt的增加或减少，相位被设置成超前或滞后。

下面描述，系数值F₂包括失真变化率的相反值（-β）的情况。当频率变化率是零，并且在频率增加的方向上有失真变化的时候，相位被设置成滞后，由此根据系数值F₂去减少频率。但是当频率增加或频率变化率是正的，相位就被设置成超前，由此去增加频率。

至于增益，是根据系数值F₁而被设定。设定增益的例子示于图2（a）和图4（b）中。

一般，设定增益而使其降低是可取的，由此当频率偏移变大的时候，去降低逆变器电流。

本发明不限于上述实施例，它可以实行下面的改进。

（1）虽然水平轴F₁和F₂在上述实施例中是通过相位/增益设定电路31中的输出电压V₂₄f+a（df/dt）被移动，它同样也能够通过一个值（A（f-f₀）+f₀+a（df/dt））（A是一个系数）移动轴F₁和F₂。如果设A＝0，就只有当频率变化时才产生移相，在正常情况下，有可能在功率因数为1时工作，而不考虑频率。也可以进行校正，例如，通过一个与交流电力系统8的响应时间相匹配的时间系数来增加频率变化率的反馈等。

（2）无需解释，涉及相位特性可能具有许多不同情况，例如，通过使在正常系统频率工作范围F₅-f₀-f₄内的相角θ的变化率变小（或变到零），和使相位角θ的变化率增大超出这个范围，如图4（a）所示，可以改进正常工作时的功率因数。

还可能，通过使相角θ在额定频率附近变大，和在上述这个变化上强加一个限制，如图4（c）所示，去防止功率因数降低。

（3）还可能在相位/增益设定电路31中增益特性的设定有不同变化，其中如图4（b）所示，有x.y.z.三条曲线，从曲线x到曲线z的移动，是根据值dv/dI^＊cosφ，或根据一个时间函数变化的。

（4）图1中的控制电路，可以通过使用一个微处理机和一个记忆电路容易地被实现。特别是，由相位/增益设定电路31所设定的，在增益方面类似于带通滤波器16的特性，但相位特性完全相反的特性，可以被自由地存储在一个记忆电路中。在一个模拟电路中，这可通过分开使用带通滤波器特性和阶式滤波器相位特性而达到。

（5）在图1中，频率，频率变化率，值dv/dI^＊和失真变化等，被输入到系数设定电路30，但是没有必要去解释，它们可以以任一种方式结合，它们的失真变化可以通过高次谐波变化率被检测。

（6）在包括使电压稳定的逆变器功率因数控制的情况中，通过把图2中相位特性加到功率因数控制角中，可实现控制。

在这种情况下，当失真率增加或值dv/dI^＊cosφ超过一个设定值时，最好保持对功率因数的控制。

（7）图1的相位/增益设定电路31，当然可以通过使用具有图5和图6中特性的滤波器来实现。在这种情况下，系数设定值电路30输出作为系数值F₁和F₂的频率f到相位/增益设定电路31中去。

图5和图6中的特性，可容易地通过使用模拟滤波器技术（特别是切换电容滤波器）实现。例如，通过使用Linear    Technology Company的单LTC10601C去连接，带通滤波器16a和阶式滤波器16b，它们分别具有图5（b）中增益特性16a和16b，在图5（a）中是串联的，在这种情况下，相位/增益设定电路31，通过输出V_16a的增益特性设定增益，并通过输出V_16b的相位特性设定相位，并根据这样设定的增益和相位产生信号V₃₁。

同样，无需解释，通过连接分别具有6（b）中所示增益特性16c和16d且具有稍稍不同的中心频率（f₁和f₂）的在图6（a）中串联的带通滤波器16c和16d，就能够获得图6（b）中所示的特性。带通滤波器16a具有中心频率f₀。在这种情况下，相位/增益设定电路31，分别通过V₁₆a输出的和V₁₆d输出的增益和相位特性设定增益和相位，并且根据这样设定的相位和增益产生信号V₃₁。

也可以通过增加带通滤波器16c和16d的输出，去获得相位和增益特性，并利用这些特性，在相位/增益设定电路31中去设定相位和增益。还能够把相位/增益设定电路31的特性加到带通滤波器16的特性中去。

（8）无需解释，即使图1的相位/增益设定电路31的增益设定是常数，基本操作不会改变。

上述本发明的该实施例，能够提供一个具有可靠防止岛状态的逆变器保护装置。

本发明的另一实施例，参考附图叙述于后。本实施例与图1中所示实施例对应，其中通过频率检测电路22检出的频率V₂₂（f），经运算电路24，被输入到系数设定电路30，系数设定电路30输出系数值F₂（＝f）并且相位/增益电路31根据增益保持为1的系数值F₂只设定相位。

本发明逆变器保护装置的另一实施例，将参照图7进行描述。

图7中，供给负载9的交流电压V₁由电压检测器10检出，并且一个与交流电压V₁同步的信号sy，通过一个PLL（锁相环）电路42被获得。

频率检测电路45检测来自信号sy的交流电压V₁的频率，函数发生器44产生一个与频率f对应的信号θ。函数发生器44的详细情况将叙述于后。移相电路43输出一个同步信号syx，其相位依靠信号θ改变。在这种情况下，如果交流电压V₁具有额定频率，功率因数实际上是1的相位的同步信号syx被输出。

和交流电压V₁同步的正弦波，由正弦波电路46通过移相电路43从这个信号sy中获得，并被加到电流基准电路12中去。因此，一个具有和放大器11的输出Vc成正比，并和交流电压V₁同步的正弦波电流基准I^＊从电流基准电路12输出。

函数发生器44的一例示于图8中。

（a）的情况是，相位的提前或滞后，分别与关于额定频率f₀的频率上升和下降成正比，并且相位限于一固定范围。

但是，当电流频率偏离额定频率f₀，功率因数偏离1，如果交流电力系统8被连到逆变器2上，频率变化就很小，因此功率因数实际保持为1。

（b）示出一个方法，其中，在额定频率f₀附近相位不变化，从而功率因数是1，但是，当频率从额定频率f₀偏离且大于一个固定值时，就进行移相。

（c）示出一个方法，其中，在额定频率f₀附近的相位变化是很>0更多，就要增加移相。

（d）示出一个方法，其中，在额定频率f₀附近，相位不改变，从而，逆变器输出了一个功率因数为1的电流。但当频率偏离额定频率f₀大于一个固定值时。就施加一个固定的相移。

其它各种不同的方法也可以被采用。

电压检测器10（通常是一个变压器）的输出，被加到电压继电器17，频率继电器18和一个检测频率变化量的频率变化率继电器47上，继电器17，18和47的输出，被加到异常现象检测电路19上，该电路19检测异常现象，并通过关闭驱动部件15而停止逆变器2的工作。

在上述情况中，让我们来考虑，线路断路器7，在具有负载9电流的条件下被打开，逆变器实际输出平衡电流的情况。

逆变器的输出电流，基本上如图9（c）所示，具有一个近似为1的功率因数，即它受到控制，使电压V和逆变器电流I_INV实际上同相。

在负载9具有一个滞后功率因数的，并具有一个如图9（a）所示的电感L的情况下，升高频率是为了控制逆变器输出电流和负载电流平衡。当在交流电压的频率上升的方向上实现控制，就减小了流经电感L的电流。在这个过程中，频率检测电路45检出频率上升，并稍稍提前逆变器电流的相位。当出现这种情况，就有一个强制动作，进一步提高交流电源的频率，去产生在负载电流和逆变器电流之间的平衡状态。频率继电器18和频率变化率继电器47检测交流电源频率的快速增加。然后，逆变器2通过异常现象检测电路19而被关断。特别是，在滞后功率因数负载的情况下，装置可靠地动作，通过提供一个超前电流去破坏平衡。

下面，是超前功率因数的情况，这里，负载9具有一个如图9（b）中所示的电容c，频率降低以使逆变器输出电流和要控制的负载电流平衡，并且产生相移，减少流经电容器c的电流，以便使负载功率因数为1。

当频率检测电路45检出频率下降时，相移电路43就被驱动去延迟逆变器电流相位。随后，频率进一步下降，电容c的电压的相位被滞后。即进行强制操作去降低频率，由此使交流电源的频率快速下降。换言之，通过对一个超前的功率因数负载提供一个滞后电流使平衡迅速消失。

通过频率继电器18和频率变化率继电器27检出此现象，使异常现象检出电路19去关断逆变器2。

应该指出，在功率因数为1的负载情况下，如果逆变器输出电流和负载电流不平衡，电压就变得不正常，这个现象通过电压继电器17被检出，造成异常现象检测电路19去关断逆变器2。

下面，我们来考虑图9（d）的情况，其中连接一个感应电动机IM作为负载9，对于这种情况，予先考虑岛状态检测是最难的。在这种情况下，通过一个励磁电感I₀和一个被“转差率”S除的该感应电动机IM的次级线圈电阻r2的并联电路，形成近似等效电路。其电压和电流失量示于图9（e）中。电流i₂是转矩部分的电流，电流i0是磁通部分的电流。

感应电动机IM的反电动势的频率，和频率（f-f_s）成比例（此处fs是“转差率”频率），即它和感应电动机IM的转速成比例。（f是电源频率）。因此，当断路器7切断电流的时候，交流电源的频率就是（f-fs）。

当这个频率被检出，它是低于电源频率的，从而，一个滞后电流就通过相移电路43从逆变器2输出。因此，来自图9（e）的滞后电流i就流过感应电动机IM，结果，转矩部分电流i₂就减小，或变负值，从而电动机IM就减速。这是一个正反馈，交流电源频率从空转频率迅速下降，激励频率继电器18驱动异常现象检测电路19去关断逆变器2。

如上所述，对于本发明的实施例，是通过在促进岛状态频率变化的方向上，对逆变器2的电流移相，而增益频率的变化。这个变化被频率继电器或频率变化率继电器47检出，逆变器2由此被关断。由此可以获得一个能迅速抑制岛状态的逆变器保护装置。

本发明的另一实施例参见图10中的说明。一个滤波器电路16被安插在图7中PLL电路42的前头，一个滤波器相位校正电路48被提供，它用于在所需频率范围内，校正通过滤波器电路16产生的相移量。

还有一个加法器电路46，它把滤波器相位校正电路48的输出和函数发生器44的输出相加。在这种情况下，恰好可以通过频率检测电路45检测频率而执行的图7中相同的操作，并根据加法电路29的输出由相移电路43进行移相。

如通过零跨越方法进行检测情况相同的操作，当然可以被实行，而无需利用图10中的PLL电路42。如果在使用范围内，滤波器的相位滞后很小，则滤波器校正电路48当然可以被省去。

还有，通过增加一个失真率检测电路作为异常现象检测继电器19的输入，可以增加岛状态的检测精度。

当频率上升或下降时用于提前相位或滞后相位的电路可被做成一个具有图11所示特性的阶式滤波器。这可被用作为函数发生器44。在实际运用中，频率继电器18可用于识别在额定频率±1Hz左右的岛状态。因此就能够在此范围内充分提前相位或滞后相位。

图7中，交流电压V₁的相位通过PLL电路42被检出。输出信号sy被加到相移电路43和频率检测电路45。本发明不局限于这个实施例。相移操作也可以在图12中所示PLL电路42A中进行。

通常PLL电路42A结构如下。一个相位差检测电路42a检测交流电压V₁和1/N计数器42d的输出信号syx之间的相位差。一个积分器42b在正或负极性上，根据超前或滞后相位差对相位差求积分，并产生一个信号S₄₂b。电压一频率变换器42c，产生一个和信号S₄₂b成正比例的一个频率S₄₂c，1/N计数器42d对频率S₄₂c递减计数去产生信号syx。因此，PLL电路形成了一个锁相环，其中信号V₁的相位和信号syx的相位相同。

在图12中所示的本发明的一个实施例中，频率检测电路45被直接连到电压控制器10上，并检测交流电压V₁的频率f函数发生器44产生与图7实施例中的频率f对应的信号θ。信号θ被输入到PLL电路42A中的积分器42b。积分器42b把信号θ和相位差检测电路42a所用的相位差相加，并根据所加结果，进行上述积分。

然后，PLL电路42A的输出信号syx就被加到正弦波电路46，去改变输出信号的相位。

图12的实施例可以被改变成图13中所示实施例。在图13中， 积分器42e被提供在函数发生器44和PLL电路42B之间。积分器42e的输出信号S42e被输入到电压一频率转换器42c中，转换器42c产生和信号S₄₂b和信号S₄₂e的相加值成比例的频率S42C。容易理解，和图12中相同的操作可以在图13中的实施例中执行。

在上述实施例中，PLL电路42，相移电路43，频率检测电路45，正弦波电路46，和频率变化率继电器47等等，是熟悉本技术的人所熟知的。所以，它们的结构的详细描述可以被省略。

还有，对于那些熟悉本技术的人来说，根据图8所述，构成函数发生器44是容易的，因此关于其结构的详细描述也被省略。

对于本发明的实施例，如果交流电源的频率升到额定值以上，提前逆变器的电流相位的操作就被执行，以便进一步升高频率;如果频率降到额定值以下，使逆变器的电流相位滞后的操作就被执行，以便进一步降低频率;由此去破坏功率平衡。结果，逆变器2响应于频率或电压的异常现象而被关断，并由此一个逆变器保护装置被提供，其中保护可以通过快速和可靠地检测岛状态而实现。

本发明还有一个实施例将结合附图叙述于后。本实施例示出了失真检测器27和失真变化检测器33的详细情况和根据本发明的逆变器保护装置的另一实施例。

本发明逆变器保护装置的另一实施例被示于图14中。

一个微分电路52检测负载测的由电压检测器10检测的交流电压的电压变化率。一个零跨越检测单元53，从滤波器16的输出端，检测负载交流电压的过零时间点。一个比较和判定单元54，在过零时间点前后的予定时间内检测负载侧来自交流电压的岛状态和交流电压的变化率。一个函数发生器55，响应来自比较和判定单元54的指令，输出一个时间函数信号Vf，去改变逆变器2的输出功率。一个乘法器56把放大器11的输出功率信号Vc和函数发生器55的输出信号Vf相乘并输出其结果。电流基准电路12输出用正弦波信号Vs与乘法器56的输出相乘所获得的电流基准I^＊，Vs是滤波器16的输出。

让我们来考虑，当负载9上的逆变输出电流是平衡的时候，在上述结构中，电路断路器7被断开的情况。

逆变器输出电流受到一个具有高功率因数（功率因数＝1）的电流控制，从而它输送一个与交流电压同相的正弦波电流。所以，对于功率因数为1的负载，当负载电流和逆变器输出电流是平衡的时候，即使线路断路器7当时被打开，交流电压的电压或频率也几乎没有任何变化。

在变压器6（特别是，一个柱上变压器）的铁心特性曲线中，如图15（a）中所示，磁通φ和励磁电流是非线性关系。特别是，使用一个具有相当高磁通密度的柱上变压器。所以，如图15（b）中所示，出现一个具有不同于正弦波的高峰值的励磁电流，以便产生一个正弦波磁通。

因此，当一个正弦波电压被加到柱上变压器6的时候，柱上变压器电压和励磁电流之间的关系，就如图15（c）中所示。特别是，一个大的励磁电流，在电压过零附近流过。

当线路断路器7已断开，或许可以认为，变压器6的励磁电流会从逆变器2所提供的功率因数为1的正弦波电流中分出。

不过，当负载功率和逆变器输出功率是平衡的，如图16（a）中所示，一个功率因数为1的正弦波电流就被提供，所以，在过零点附近就不能获得如图15（c）中所示的足够大的励磁电流。这就得导致电压波形的失真。特别是，在过零点附近，电压低于正弦波电压。比较和判定电路54用于从这个过零点附近电压波形的失真识别岛状态。

图17示出了过零点附近电压变化的电压变化率。虚线示出了断路器7关闭时正弦波的情况，实线示出了当断路器7断开时的岛状态情况。

当断路器7闭合时，正弦波电压V_AC，由交流电力系统8提供，图15（c）中所示的励磁电流流过变压器6。

当断路器7打开，岛状态产生的时候，在过零点附近，由逆变器2提供的励磁电流就不足，依赖于它的绝对值的用电压V_AC2表示的电压就变得低于正弦波电压V_AC1。特别是，电压的微分值，即电压变化率的值，与正弦波大不相同，因此，岛状态可以被容易地检出。特别是，通过监视在过零点处电压变化率（dv_AC2/dt＝DV₂），岛状态条件可以如下识别，即正弦波情况下过零点处的差（DV₂-DV₁）或电压变化（dv_AC1/dt＝DV₁）的变化率的比率（DV₂/DV₁）超过一个予定值的时候加以识别。

图18示出了比较判定单元54的一个特殊实施例。在这个实施例中，谐波电压，例如是三次，五次和七次谐波电压，通过三次，五次和七次带通滤波器71，72和73，从交流电压V_AC或其微分值dv_AC/dt中被检出，在判定电路75中，通过驱动继电器74从过零检测单元53检测的过零点附近的这些谐波电压中将岛状态检测出来。

当检出岛状态的时候，比较和判定电路54，就输出一个起动指令给函数发生器55。当函数发生器55接收到这个指令，它就改变通常是一个固定值的信号Vf为一个按时间变化的信号（例如是一个随时间推移而变小的信号，或一个缓慢振荡的信号），并被输出。这个信号Vf被输入到乘法器56，引起电流基准电路12的电流基准I^＊改变，从而就改变了逆变器2的输出电流。结果，负载功率和逆变器输出功率之间的平衡条件被破坏，改变了电压或频率。这个变化被电压继电器17或频率继电器18检出，起动异常现象检测电路19，停止逆变器2的操作。

根据上面所述，熟悉本技术的人，可以容易地做成函数发生器55。因此，关于函数发生器55结构的详细描述被省略。

对于这个实施例，即使在电容输入型负载，例如逆变器空调机或电视机的情况下，岛状态也可以被可靠地检出。图14（b）示出了一个典型的电容输入整流负载的电路结构。在图中，通过一个用于改善功率因数的电容器，将交流电从交流电源61提供给一个二极管桥式电路63。二极管桥路63对交流功率进行整流。被整流的功率经电容器64滤波，被加到负载65上。在这样一个电容输入型负载中流过一个在交流电压的最大值附近具有峰值的电流I_AC，由于交流电源61中存在阻抗，就产生了图16（a）中实线所示如V_AC处的波形失真，一个包含大量谐波的电压波形也就产生了。由于在正常时刻电压波形包含大量谐波，只通过检测电压的谐波，就很难检出-岛状态的存在。不过，这在过零附近没有影响，所以，对于检测过零点附近波形的实施例，岛状态可以被高可靠性地检出。

同时，对于这个实施例，由于，即使在比较和判定单元54在一个很短的时间内误检岛状态的情况下，逆变器将不会被立即关断，检测岛状态的灵敏度可以被调得很高。

应该指出，用比较和判定单元54识别岛状态，可以通过在过零点左右的（即±30°的一个范围）的一个予定电角范围，求电压V_AC2和正弦波电压V_AC1之间的电压差的绝对值的积分值而实现，当这个积分值超过一个予定值，岛状态就被检测出来。当在过零点附近电压变化率（dv_AC2/dt）未被监视时，也能够识别正在发生的岛状态。

在图14的实施例中，当检测岛状态时，通过函数发生器55的输出信号，使逆变器2的输出功率波动。

不过，也能够使输入到电流基准电路12中的正弦波信号发生相位波动或频率波动，并且当岛状态被检出的时候，响应这些波动去关断逆变器。

在本实施例中，有一个电流控制系统，它输出一个高功率因数的正弦波电流，并且如图19所示，它实现了一个输出交流电压V_AC和与之同相位的交流电流I_AC的控制。可以实行电流控制，以便在这个交流电流过零附近，使电流强迫置零，如在图19中I_AC所示。当一个岛状态由此而产生，在过零附近的电压波形被强迫失真，从而岛状态可以被可靠地检出。如果岛状态的检测是可靠的，则可以采用使逆变器的操作通过比较和判定单元54的输出直接关断的结构。

在上述描述中，介绍了这样一个实施例，其中变压器6被连在逆变器2的交流输出侧，由于变压器6的励磁电流的作用，在过零点附近的电压波形产生了失真。不过，如果在变压器6的附近有一个断路器，通过打开这个断路器而产生一个岛状态，如果负载9包含多个非线性电阻负载（电容器输入型整流电路负载和/或电动机的铁心励磁绕组负载等），也能够通过与上述相同的方法识别岛状态，即检测由在负载中消耗的电流和逆变器2提供的正弦波电流之间且在过零附近的不平衡所引起的正弦波电压的畸变。

按照这个实施例，当岛状态发生的时候，通过记录交流电压过零附近正弦波形的偏移，检测岛状态。岛状态的检测因此可以具有极高的可靠性，而不受交流电压最大值附近波形失真的影响。同时，一个高可靠性的逆变器保护装置可被提供，因为逆变器2可以在即使是多个逆变器并联运行的情况下，靠可靠检测岛状态而被关断。

在本实施例中，描述了这样一个情况，比较和判定单元54当它检出岛状态时，就输出起动指令给函数发生器55。但是本发明不限于这个实施例。在图1所示实施例中，比较和判定单元54可被使用，以代替失真检测器27和失真变化检测器33。当比较和判定单元54检出岛状态，通过系数设定电路30和相位/增益设定电路31，就使功率平衡被破坏。

因此，引起频率和电压波动，并通过操作电压继电器17和频率继电器18停止逆变器2的工作。

本发明的逆变器保护装置的更进一步的实施例，现结合附图予以描述。

本发明实施例的方案，在图20中加以描述。

在图20中，交流电力系统8的交流电，通过柱上变压器6被降压，并通过断路器7送到普通民用负载9a，9b和9c。在这种情况下，通常交流200V电压（相应的中点是100V），通过一单相三线系统，加到负载9a，9b和9c上。现在最多的负载是100V负载，但是200V的负载正越来越普及。负载9a连在线L₁和L₂之间（通常是200V）。负载9b被连在线L₂和中点（地）之间。负载9c连在线L₁和中点（地）之间。

一个差电压检测电路82检测出线L₁和中点间电压和线L₂和中点电压之间的电压差。

一个电平检测器83执行电平检测，如果所检测的电压差超过设定值，它就指示这个异常现象，并使时间函数电路84产生一个输出V₈₄。一个乘法电路85，把控制信号Vc和输出V₂₄相乘去产生一个值V₈₅。电流基准电路12输出电流基准I^＊，它是用从滤波器16输出的正弦波信号V₅乘以乘法器电路85的输出V₈₅所获得的。

让我们考虑负载9a，9b和9c的合成负载和逆变器输出是平衡的时候，断开断路器7的情况。这种情况的等效电路示于图21中。

电流控制的逆变器2的逆变器输出电流i_INV受控而提供一个与交流电压同相位的正弦波（功率因数为1），逆变器2在使用太阳能电池的系统中用作系统交连装置。

虽然是少见的，但仍可能出现这样的情况，即当负载功率因数是1并且负载与逆变器输出平衡的时候，如果断开断路器7，交流电源的电压和频率（指负载的电压）可能实际上是不变的。因此，在一个延长期内可以连续运行。这就是所谓的岛状态。

在图21中，从A，B两端看过去的负载电流和逆变器输出电流较好的平衡的概率是很小的。现假定这个概率是10^-4。

在这种情况下，假设端点A和中点O（负载9b的电压）之间的电压是V₁，端点B和中点O之间的电压是V₂。当断路器7闭合的时候，由于变压器6的作用，V₁＝V₂但在断路器7被打开以后，电压V₁和V₂，就由负载9b和负载9c的阻抗分别确定。

因此，即使在岛状态时，电压（V₁+V₂）的正常值被保持的情况下，电压（V₁-V₂）＝0的概率必须包括负载9b和9c是平衡的情况，包括无功功率，所以这个概率是很低的。

再者，为使V₁-V₂＝0，包含谐波的负载阻抗必须重合。所以，满足这些条件的概率可以被认为和建立岛状态的概率同等极或更好。

这种情况示于图22中。它表示：

（a）包括谐波和功率因数的负载阻抗重合的情况。

（b）仅负载功率因数不同的情况。

（c）只有负载有功功率不同的情况。

（d）只有谐波分量不同的情况（仅是负载的电流波形不同）。

除（a）情况以外，异常情况在V₁-V₂＝0时可以检出。

如果用这个检测方法，岛状态V₁-V₂＝0时的概率就是：10^-4×10^-4＝10^-8数量极，这是一个对于实际应用不必考虑的概率。

在图20中，运用这个原则，电压差（V₁-V₂）就通过电压差检测电路82得到。如果这个值大于电平检测器83设定的电平，时间函数发生器电路84，就产生一个随时间变化的信号V₈₄（例如，它随时间推移而下降或产生慢振荡）。乘法器电路85将控制信号Vc和信号V₈₄相乘。因此，通过改变电流基准I^＊就使逆变器输出改变，它与负载的平衡由此失去。这在配电线路的电压和频率中产生了快速变化。结果，电压继电器17和/或频率继电器18就检出异常现现象，通过异常检测电路19关断逆变器2。

对于这个实施例，岛状态检测可以被可靠实现。这个方法非常容易和经济，并且非常有效，其中岛状态检测概率对于实际应用可认为是1。

在图20中，在电平检测器83检出异常现象以后，通过时间函数发生电路84，将一个时间状态变化加到逆变器输出电流上。除了逐步变化或梯度变化，这个变化可能是，包含引进波动的变化。如果同一个控制系统用于多个逆变器，它们的起始波动时间将是相同的，所以所有这些逆变器将是同步的，避免了它们的效果互相抵消的可能性。

还能够通过电平检测器83的输出，瞬时关断逆变器2，而使逆变器从系统断开。

图20中的差电压检测电路82，电平检测器83，时间函数发生电路84和乘法电路85，当然可以通过微计算机比较容易地实现。组合电压V₁和V₂之间的电压差，它们的相位差，它们的谐波分量也可以分开检测和比较。微计算机能够很容易地检测差电压特性（幅值，谐波分量，和相位）的变化。

如图23中所示，特别是，对于一个100V的线路，如果逆变器被连在了一根导线和地之间，K值（＝V₁-2V₂）可以采用跨接在其它两根导线上求得，在这两根线上连有电压继电器17和/或频率继电器18。当K值超过一个固定值时，当然能够识别一个正在发生的异常现象。如果变压器的匝数比不同，当然可以通过计算这个系数并使用同样的方法。

如上所述，对于本实施例，一个逆变器保护装置可以被提供，其中检出岛状态的概率，通过增加一个检测除接有逆变器的导线以外的导线间的电压差，电压的相位差和电压谐波差，而被大大改进。因此，当岛状态发生的时候，逆变器可以高可靠性地从配电系统被断开，在实际中不会产生任何问题。

如上所述，本发明可以提供一个用于逆变器的保护装置，它可以相当可靠地检测岛状态。

显然，在上述技术的启发下，对本发明做大量修改和变化是可能的，因此可以理解，在权利要求范围内，本发明除在此专门说明的那些以外，还能够有不同的实施方式。