压控声表面波振荡器

摘要

一种压控声表面波振荡器，包括一个集成电路和作为反馈元件接在集成电路外围的双口谐振器。该集成电路包括一个相移网络和一个直接接至相移网络上的放大器。

说明书

本发明涉及振荡器，特别是关于压控声表面波（“SAW”）振荡器。

众所周知，如在雷达接收机与发射机等许多射频设备中需要高稳定的振荡器或者其它射频信号源。满足此要求的最常见途径之一是用所谓SAW稳定振荡器，在这种SAW振荡器的反馈电路中，设置了像延迟线或者谐振器那样的SAW装置，在该装置通频带的特定频率下，具有2π弧度的整数倍的相移和过小信号增益。

许多这样的设备需要具有长时间下与短时间下一样的高稳定输出频率的振荡器。此第一种稳定特性一般称之为振荡器的老化特性，并主要是涉及构成SAW稳定振荡器的器件的长时间电性能变化。尤其是，SAW器件本身往往是造成长时间下振荡器性能变化的一种主要原因。SAW器件具有的典型老化率，它的数量级约为每年百万分之几，然而，现在SAW谐振器很有用，它具有的老化率数量级已达每年百万分之几（此“之几”是少数“之几”）或更小。这样，老化对于这种器件的频率不稳性，正日益成为可忽视因素。

频率不稳的另一原因是短期频率变化或噪声。SAW稳定振荡器具有较差的接近载波相位噪声特性。这是因为在偏置频率接近振荡器的载频或基频下，每单位带宽存在较大的噪声功率。这主要是由SAW稳定元件和其他像环路放大器那样的振荡器元件的固有特性所引起。

除噪声外，有个对本发明背景技术起主要作用的概念-抖动，它可以是有关时间、振幅、频率或者是相位的抖动。抖动涉及持续时间、幅度、频率或者重复波的时间间隔、接连数周或接连数个脉冲的频率调制的相位的突然的乱真的变化。简单说，脉冲序列中的脉冲位置变化导致抖动。有些抖动原因取决于正在被传送的脉冲波形，但是其它情况不然。例如，随机形式的抖动是由噪声、干扰及时钟电路失谐引起。与形状有关的抖动也可由以下几方面形起：时钟失谐、时钟电路中幅度一相位转换，以及符号间干扰（“ISI”），它根据形状改变输入信号峰值的位置。

现已知，可以采用弹性存储器来缓冲数字链路，并且在高稳定锁相环路的控制下算出其数字流，来减少数字链路上的抖动累积。弹性存储器实际上是一个缓冲器，它被预置成用来保持一定的位数，并且其扩张或收缩用以保持位长不变。锁相环路是利用反馈使一个位时间至下一个位时间的偏差减到最小的电路。利用被传信号的相位来同步可变本机振荡器，就能基本上实现此功能。

现已知，特别关于SAW振荡器，是用在SAW振荡器回路中包含一电压可控相移器来处理上述某些需要和潜在问题。该电压可控相移器能向环路引入一个相当小的相移量，从而调整该环路的振荡频率，或者将振荡频率锁定在所要求的频率上。

以往是借助变容二极管来实现SAW振荡器的频率控制。这种解决方案有一个缺点，即此方案中，频率控制系统的元件总数多，从而制造成本也高。

以往还实现其它类型振荡器的频率控制。例如已知有利用压控相移网络的晶体振荡器频率控制。然而，这些控制系统比较复杂。例如在美国发明专利4，571，558和4，646，033中给出的系统包括两种用于相移的积分电路，它们让晶体在串联谐振下工作。但无论哪种场合，迄今都未找到某种途径将其方案应用于SAW振荡器。

据上述可知，已有技术的缺点及不足是迄今尚未开发出用于控制SAW振荡器频率的比较简单且廉价的系统和方法。

本发明通过提供包含一集成电路和双口谐振器的压控SAW振荡器来克服上述缺陷，上述双口谐振器作为反馈元件绕积分电路连接。根据本发明的方案，集成电路包括一个相移网络和一个直接接至相移网络的放大器。

在发明的具体实施方案中，双口谐振器可以是一个SAW横向耦合滤波器“TCF”（transversal    coupled    filter）。

本发明还提供一种用于控制压控SAW振荡器的系统，它包括，激励振荡的结构、振荡器频率控制结构，确定系统输入电阻的结构和确定系统输出电阻的结构。在按本发明方案的系统的各种实施方案中，控制振荡频率的装置可以包括一个乘法器电路和一个跨导放大器，此外，在按本发明方案的系统的各种实施方案中，确定系统输入电阻或者确定系统输出电阻的构件，可以是第一电阻器和第二电阻器，还有，在按本发明方案的系统的各种实施方案中，压控SAW振荡器可以包括一个具有特性阻抗的双口谐振器，并且第一和第二电阻器可与该双口谐振器的特性阻抗匹配。

因此，本发明的目的是提供一种具有频率控制用集成相移网络的压控SAW振荡器电路。

本发明的另一目的是提供一种不包含变容二极管的振荡器频率控制部件。

本发明的又一目的是提供一种其频率控制可即时起作用的压控SAW振荡器。

本发明的再一目的是提供一种元件量较少的压控SAW振荡器。

本发明的还有一目的是提供一种较便宜的压控SAW振荡器。

为了更全面地理解本发明，并为了解本发明另外的目的和优点，现在可结合相应附图参阅下述本发明的详细说明。

图1是根据本发明方案的压控SAW振荡器的方框图;

图2是SAW双口谐振器（如图1所示的双口谐振器）的典型的幅度与相位响应曲线图;

图3是根据本发明方案的相移与放大电路方框图;

图4是图3所示相移与放大电路的矢量图;

图5是图3所示相移与放大电路的更详细的电路图;

图6是图3所示相移与放大电路的某些性能特性曲线图;

参见附图，在相同元件处几个图中都设置相同标记数字。特别看图1，该图示出根据本发明方案的振荡器电路（用标记数字10总括地代表它）的方框图。该振荡器电路10包括一个用虚线轮廓线表示的集成电路12，该集成电路12由相移网络14和放大器16组成。由图1可见，放大器14的输出OUT接至电路12外的结点N1，而且它馈至SAW    TCF18的输入口。由图1还可见，相移网络12有一CTX端子和一CTY端子。频率控制电压Vct    1被差分地加在这两端子上。要认清图1所示的电路12只不过是本发明许多可能实施例中的一个，就应该理解除网络14和放大器16以外的元件可以存在于电路12中，这仍处在本发明的范围和可达范围之内。

图1所示的作为双口谐振器的SAW    TCF18，当作反馈元件绕集成电路12连接时，TCF    18的一个公共接地电极N3接虚地VGND（virtual    ground），以便保持TCF直流电位浮动。退耦电容器C1    20接在VGND与VCC之间，用来对RF电流建立一低阻返回途径。

并联的阻抗匹配网络接至N1和VGND之间的TCF    18的输入口并接至结点N2和VGND之间的输出口。这个阻抗匹配网络由电感器22、24构成，两电感器大小做成能够抵消结点N1与N2处的网络阻抗的集总电纳。两结点处的电纳主要来自与TCF18封装相关的电容、与集成电路12封装相关的电容以及与印刷联线相关的电容。

还有，关于SAW    TCF18，声表面波横向耦合滤波器是通带极窄的双口带通滤波器。这种滤波器的典型幅度和相位响应画在图2上。本发明的发明者采用具有发生器以及与TCF    18的特性阻抗相匹配的负载阻抗的电路仿真，获得图2的特性。

双口TCF18的关键特性是通带内的约为3-5dB的低插入损耗以及线性的相位响应。此TCF    18的通带内的线性相位响应，允许大致在0°-180°的范围内用相移网络装置作频率控制。在中心频率处，TCF    18输出以90°超前其输入;Φ-tcf＝90°

现更为详细地讨论相移与放大电路12，参见图3，图3以方框图形式表示该电路12。该电路12中，用第一跨导放大器26、电容器28和第二跨导放大器30来激励振荡。用乘法器电路MUL32和第三跨导放大器34作频率控制。电阻器36和38，分别确定相移与放大电路12的输入和输出电阻，并与TCF    18（见图1）的特性阻抗匹配。

下面介绍集成电路12的工作，当控制电压Vct    1置于零，可假定：乘法器32的输出及由此跨导放大器34的输出电流为零。此假定便于理解激励网络的工作方式。

跨导放大器26与电容器28一起构成积分电路，因此电压Vi滞后输入电压Vin    90°。随着Vct  1＝0，输出电压Vout也滞后输入电压Vin    90°;因此，TCF    18在其中心频率处受激励。只要整个振荡器电路10的环路增益大于1时，将会在中心频率处发生振荡。

在乘法器电路MUL    32的控制下，跨导放大器34将电流Ig3供向输出结点，该结点相位同放大器输入Vin，从而Ig3的相位与Ig1的相位成正交。但因电流Ig3的大小与控制电压Vct    1的大小成正比，于是当Vct    1＜0时Ig3与Vin为反相位。最终输出电压Vout，作为控制电压Vct    1的函数，按照图4中矢量图所示，改变其相位与大小。

随着控制电压Vct    1由零增至Vct    1-max，Φ-tcf由90°减至Φ-tcf    min，而振荡器频率由中心频率增至fmax。减少控制电压到零以下，类似地使Φ-tcf增加，则转而降低振荡频率。

无论是增加还是减少控制电压Vct1，Vout的大小都增加。这会增加振荡器的环路增益并进而使振荡幅度增大，但不会影响振荡器的频率控制特性。

图5在器件水平上示出了表示相移和放大电路12的详细电路图。

由图5可见，输入IX    42和IY40（也示于图1）馈送给射极跟随级，在电路12中引入此两个输入是为了使电平移动。两个射极跟随器晶体管44、46和电流吸收器48、50组成。

射极跟随器的输出-结点52和54，控制跨导放大器26（参见图3），该跨导放大器由包括晶体管56、58的射耦对放大器和相应的由晶体管60和电阻器62组成的电流吸收器所构成。该放大器26的差分输出经结点68，70接至积分电容器64和66。用负载电阻器72和74将源电流送至射耦对放大器。

接下讨论图5所示的电路图，由晶体管76和78、电阻器80和82与电流吸收器84一起构成的负阻抗网络，与负载电阻72和74并联连接。假设理想的晶体管器件76和78具有无穷大gm，负阻抗就变为电阻器80负的2倍值。当电阻器对80和82等于电阻器对72和74时，负载阻抗就变为无穷大。必须使电阻器80和82的阻值稍低于其标称值，这主要是为了补偿实际器件76和78的发射极电阻Re。在本申请所揭示的这种特殊装置中，本发明者发现：要获得最佳性能，须使阻值降低约7%。

图5所示的本发明的实施例中，低摆动ECL（发射极耦合逻辑）倒相级用来在其输出端QX    84和QY    86处产生一个经过缓冲的差分时钟输出信号。ECL倒相器由用晶体管88和90组成的射耦对放大器、负载器件92和94以及相应的电流吸收器96组成。然后由射级跟随器提供经过缓冲的差分时钟输出QX和QY。为达到电平移动之目的，设有两个接成二极管形式的NPN器件，它们串接在射极跟随器输出和它们的相应的电流吸收器之间。两个电流吸收器分别由器件98和100以及器件102和104组成。

为使积分电路保持其直流工作点，通过另一个跨导放大器将负反馈从经电平移动和缓冲的时钟的输出结点106和108接至积分器，该放大器由器件76、78以及发射极衰减电阻器80、82组成。相应的电流吸收器由标记号84指示。这种反馈环路会不可避免地引起相位误差，用发射极衰减电阻器80和82，减少反馈放大器的gm（跨导），能使相位误差减至最小。本发明者已经实现不到8°的积分器相位误差。

积分器输出结点110和112还控制跨导放大器30（参见图3），该跨导放大器具有用器件114和116组成的射耦对放大器、发射极衰减电阻器118、以及电流吸收器120和122。器件114集电极电流馈给单端输出OUT    124，而器件116集电极的互补输出电流返回电源端Vcc。

所有电流吸收器都用一个做在芯片上的偏置网络进行控制，该网络由器件126、138、130和132组成，因此，电流与Vcc-（2×Vbe）成正比。

也许该提请注意的是：以上说明了压控SAW振荡器10的激励过程。上述网络能用来作无频率控制的参考SAW振荡器。这种振荡器中，振荡将发生在SAW    TCF    18（参见图1）的中心频率处。

本发明的频率控制系统包括：一个四象限乘法器电路和一个跨导放大器。此系统已被当作吉伯（Gilbert）乘法单元加以完成。此实施例中，频率控制输入的增益由发射极衰减电阻器134设定。而且，此实施例中吉伯（Gilbert）乘法器电路的电流吸收与跨导放大器30 （参见图3）的电流吸收有关，比率为1.16∶1，使得相位控制范围约为±50°。

为使振荡器10对阻抗匹配网络的制造公差敏感程度小一些，可让输入电阻器136和输出电阻器138的阻值低于TCF    18的特征阻抗。与此有利之处相随的不利之处是使TCF的相位响应并进而使VCO的相位响应线性减小，但从总制造公差看它有利于使频率控制增为最大。还有一个不利之处是减少输入电阻器136和输出电阻器138的值会引起TCF插入损耗增加，但是可通过增加放大器增益来补偿。

现在参看图6，图6以曲线图表示相移与放大电路的相位和幅度对Vct1的关系。描绘值说明用电压控制相移是可靠的，该电压足以用作强有力的频率控制。图中，TTTT表示典型值;HLLH表示最坏情况值;LHHT表示最好情况值。而且图中，X轴表示控制电压值，Y轴表示相位及幅度值。

据上所述，技术熟练者会充分理解和赏识本发明提供的这样一种压控SAW振荡电路，它带有控制频率的集成相移网络。本发明的实施例不需要用现有技术中广泛使用的变容二极管。正因为本发明提供的振荡器频率控制部分不包含变容二极管，电路元件数就减少了。又因本发明实施例不用变容二极管，频率控制是即时的。本发明的实施例中，只需提供一个包含一个相移网络、一个放大器、一个SAW    TCF和一个退耦电容器的集成电路。在本发明的某些实施例中，接至SAW    TCF输入口和输出口的并联阻抗匹阻网络，还可或是以分立元件或是以合并在SAW    TCF中的形式提供。本发明实施例的低的制造成本是直接得益于低的元件数。

显然，在本方案的基础上可以有许多改进和变更。因而在附加权利要求范围内，本发明可用上述特别说明的不同方式加以实施。

确信，本发明的操作与结构，经上述说明后会很清楚。虽然以 上图示与介绍的方法与设备是较佳的，但只要不越出本发明权利要求所定义的范围，仍可作显著变更与改进。