负载电流无直流漂移或信号反相的可控增益晶体管放大器

摘要

一种可控增益放大器，包括晶体管Q

说明书

本发明涉及一种当增益随控制信号值变化时仍具有恒定静态负载电流的可控增益晶体管放大器。

由一特定导电型的第一和第二晶体管连接而成的发射极耦合差分放大器的增益，可以通过将第一晶体管的集电极电流加到第一受控电流分配器，将第二晶体管的集电极电流加到与第一受控电流分配器一样的第二受控电流分配器，利用同一控制信号控制第一和第二受控电流分配器以及通过交叉耦合加至负载的电流分配器的输出电流来进行控制，使得不管其增益随控制信号如何变化，仍能获得恒定静态电流。每个受控电流分配器包括各自的一对发射极耦合晶体管，这些晶体管接收其基极间的控制信号，在它们的发射极之间的互连处流过要分配的电流，而在它们的各自的集电极则流过分配部分的电流，这些第三、第四、第五和第六晶体管在结构上彼此相似，在集成电路上也相似，并且它们的导电类型也和第一和第二晶体管相似。1984年9月11日授予Hirata的题为“DETECTOR    CIRCUIT    AGC    FUNCTION”的美国专利No.4，471，311中公开了上述类型的可控增益放大器，1990年3月22日授予Sato等人的题为“AUTUMATIC    GAIN    CONTROL    CIRCUIT”的美国专利4，928，074上也公开了上述类型的放大器。

这种可控增益放大器的问题在于：高基极间的控制电压降到零时，任何通过零点的摆动都会使可控增益放大器的益增加并伴随有信号反相。这种现象在有些应用中是极不为人所注意的。例如，在自动增益控制（AGC）系统中，在某些情况下，在强信号状况时这种反相特性能不合乎需要地使AGC增加增益而不是降低增益。本发明人注意到了这种现有的前述恒定静态负载电流可控增益放大器在增益变化上的缺点，寻求了一种克服了上述缺点而不会在增益变化时丧失恒定静态负载电流特色，且又不会在给定的工作电源电压下降低输出电压的动态范围的可控增益放大器。

本发明实现了可控增益晶体管放大器的改进，使其不管增益随控制信号电压如何变化总有恒定静态电流。此类可控增益晶体管放大器包括：连接成第一发射极耦合差分放大器的第一和第二晶体管;在第一和第二晶体管的基极间加入输入信号电压的装置;连接成为第一电流分配器的第三和第四晶体管，包括与第一晶体管的集电极相连的第三和第四晶体管的发射极之间的互连;用作为第二电流分配器的第五和第六晶管，包括与第二晶体管的集电极相连的第五和第六晶体管的发射极之间的互连;用于在第三和第四晶体管的基极间、在第五和第六晶体管之间提供控制信号电压的装置;向第一互连提供工作电位的装置，该互连是在第三和第六晶体管的集电极之间;用于向第二互连提供工作电位的装置，该互连是在第四和第五晶体管的集电极之间，至少一个提供工作电位的装置包括一个输出负载。其改进包括：连接成为第二发射极耦合差分放大器的第七和第八晶体管;在第七和第八晶体管的基极间提供输入信号电压的装置;及用来把第七和第八晶体管的集电极分别连接到第一和第二互连的装置。

图1是现有的可控增益放大器的电路简图，当设定放大器增益值的控制信号值变化时，不管与其对应的放大器增益如何变化，总是具有恒定的静态电流值。

图2和图3的每个都是对图1的可控增益放大器的改进，包含了本发明选用的实施例。

图4是对图2的可控增益放大器的进一步改进，包含了本发明另一个选用的实施例。

图5是对图3的可控增益放大器的进一步改进简图，包含了本发明又一个选用的实施例。

图1示出了连接成发射极耦合差分放大器型式的NPN晶体管Q1和Q2，所需求的放大器的两集电极电流的比例则由加在它们的基极间的输入信号电压即信源S1确定。NPN晶体管Q3和Q4则连接成为第一电流分配器，用来在Q3和Q4的发射极间的节点N1处分配Q1要求的集电极电流，使得由加在Q3和Q4的基极间的增益控制电压即信源S2确定的比例给出它们相应的发射极电流。NPN晶体管Q5和Q6连接成第二电流分配器，用来在Q5和Q6的发射极之间的节点N2处分配Q2要求的集电极电流，使得由加在Q5和Q6的基极间的增益控制电压即信源S2确定的比例给出它们相应的发射极电流。

电阻R1的一端连接到Q3和Q6的集电极间的节点N3，另一端连接到B1，B2，B3和B4的串连直流电压源建立的工作电压。电阻R1对Q3和Q6提供一个共用负载电阻。电阻R2的一端连接到Q4和Q5的集电极间的节点N4，另一端连到由B1，B2，B3和B4的串连直流电压源建立的工作电压。电阻R2对Q4和Q5提供了一个共用负载。

由图1中的分别与Q1和Q2的发射极相连的节点N5和N6得到所要求的类似的恒定电流。NPN晶体管Q9接有发射电阻R3，并在其基极接收来自直流电压源B1的偏正，因此决定了节点N3所需的恒定集电极电流。NPN晶体管Q10接有发射极电阻R4，在其基极接收来自直流电压源B1的偏压，因此决定了节点N4所需的恒定的集电极电流。连接在节点N5和N6之间的电阻R0为Q1和Q2提供了联合的发射极负反馈电阻。这种电路配置避免了在发射极负反馈电阻R0上的直流电位降并保持工作电压范围恒定。

此外，如果直流电压源B提供的电压足够高的话，则节点N5与N6也可以经由相应的电阻而不是经Q9和Q10连接到地电位。还有一种做法是电阻R0是中心抽头式的，由中心抽头获取所需的恒定电流而不是由节点N5和N6来获取所需的恒定电流。这些案例中的特殊情形是中心抽头电阻R0的两半部分的电阻基本为零。

在任何情况下，当由信源S1供的电压VS1为零值时，Q1和Q2的集电极电流有相等的静态或直流值;而当VS1是非零值时，则Q1和Q2的集电极电流呈现等幅但反极性变化，即分别为-VS1/R0和VS1/R0，式中R0为电阻R0之阻值。这里，在对工作原理作简要分析时，晶体管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6的比较小的基极电流将予以忽略;又假设这些晶体管每个的发射极电流的幅度基本上与其集电极电流相同。当从信源S2供来的电压VS2为零值时，Q3和Q4均等分配Q1的集电极电流-VS1/R0作为它们各自的发射极电流，而Q5和Q6则均分Q2的集电极电流VS1/R0作为它们各自的发射极电流。Q3的发射极电流-VS1/2R0和Q6的发射机电流VS1/2R0分别产生Q3的集电极信号电流-VS1/2R0和Q6的集电极信号电流VS1/2R0，流经电阻R1的两集电极电流之和为零。根据欧姆定律，在此种工作条件下，在R1两端的由合成的集电极电流产生的信号压降为零。同样，Q4的发射极电流-VS1/2R0和Q5的发射极电流VS1/2R0分别产生了Q4的极集电极信号电流-VS1/2R0和Q5的集电极信号电流VS1/2R0，流经负载电阻R2的上述两集电极信号电流之和为零。根据欧姆定律，此时R2上的信号压降为零。

当由信源S1供来的直流电压为正时，那部分供作为Q3的发射极电流的Q1的集电极信号电流增至值（1+δ）（-VS1/2R0），而那部分供作为Q4的发射极电流的Q1的集电极信号电流则减到值（1-δ）（-VS1/2R0）。同样，那样分供作Q5的发射极电流的Q2的集电极信号电流增至值（1+δ）（VS1/2R0），而那部分供作Q6的发射极电流的Q2的集电极信号电流则减到值（1-δ）（VS1/2R0）。Q3和Q6的集电极信号电流大致上与它们的各自的发射极信号电流（1+δ）（-VS1/2R0）和（1-δ）（VS1/2R0）相同。根据欧姆定律Q1和Q6的合成的集电极信号电流（1-δVS1/R0）在Q3和Q6的共用集电极负载电阻上产生的压降为（-δVS1R1/R0），R1为电阻R1的阻值、Q4和Q5集电极信号电流基本上与它们各自的发射极信号电流（1-δ）（-VS1/2R0）和（1+δ）（VS1/2R0）相同。Q4和Q5的合成的集电极信号电流（δS1/R0）则根据欧姆定律在Q4和Q5共用负载电阻上产生压降（δVS1R2/R0），这里R2为电阻R2的阻值。

如前已述，信源S1给出直流电压为负值时，在集电极负载电阻R1和R2上的信号电压的极性不符需要地被倒相。此时，那部分供作Q3的发射极电流的Q1的集电极信号电压减到值（1-δ）（-VS1/2R0），而那部分供作为Q4的发射极电流的Q1的集电极信号电流增至值（1+δ）（-VS1/2R0）。同时，那部分供作为Q5的发射极电极电流的Q2的集电极信号电流减到值（1-δ）（VS1/2R0），而那部分供作Q6的发射极电流的Q2的集电极信号电流增至值（1+δ）（VS1/2R0）。Q3和Q6的集电极信号电流基本上它们各自的发射极信号电流（1-δ）（-VS1/2R0）和（1+δ）（VS1/2R0）相同。根据欧姆定律，Q1和Q6的合成的集电极信号（δVS1/R0）在Q3和Q6的共用负载电阻R1上产生的电压降为（δVS1R1/R0），此处R1为电阻R1之阻值。Q4和Q5的集电极信号电流基本上与它们各自的发射信号电流（1+δ）（-VS1/2R0）和（1-δ）（VS1/2R0）相同。根据欧姆定律，Q4和Q5的合成的集电极信号电流（-SVS1/R0）在Q4和Q5的共同负载电阻R2上产生的压降为（-SVS1R2/R0），其中R2是电阻R2之阻值。

在图2和图3中，NPN晶体管Q7和Q8与NPN晶体管Q1和Q2一样连成发射极耦合差分放大器型式，用来以加在它们基极间也同时加在Q1和Q2的基极间的输入信号电压即信源S1确定的比例供给集电极电流。Q7和Q8的发射极电路基本上与Q1和Q2的发射极电路相同，在分别和Q7和Q8的发射极相连的节点N7和N8之间接有与R0作用相同的电阻R7，如同Q9和Q10由节点N5和N6获取其恒定集电极电流一样，NPN晶体管Q11和Q12从节点N7和N8获取其恒定的集电极电流，Q11和Q12的发射极负反馈电阻R5和R6与Q9和Q10的发射极负反馈电阻R3和R4的值相同。当VS1为非零值时，Q7和Q8相应地要求集电极电流-VS1/R0和VS1/R0。

在图2中，Q7和Q8的集电极分别与节点N3和N4相连。当信源S1所供的直流电压为正值时，根据欧姆定律，在集电极负载电阻R1上的信号电压降除了由Q3和Q6合成的集电极信号电流供给的信号压降（-δVS1R1/R0）还要加上由Q7的集电极信号电流供给的信号压降-VS1R1/R0，从而总的在R1的信号压降为VR1＝-（1+δ）（VS1R1/R0）。VR2的极性在δ的-1至+1的整个范围内保持为正。

在图3中，Q7和Q8的集电极分别与节点N4和N3相速接。当由信源S1供出的直流电压是正值时，根据欧姆定律，在集电极负载电阻R1的信号压降除由Q3和Q6合成的集电极信号电流供给的信号压降（-SVS1R1/R0）还要加上由Q8集电极信号电流供给的信号压降VS1R1/R0，总的在R1上信号压降则为VR1＝（1-δ）（VS1R1/R0）。在负载电阻R2上的信号电压降除了由Q4和Q5合成的集电极信号电流产生的信号压降（δVS1R2/R0）还要加上由Q7的集成信号电流产生的信号压降-VS1R2/R0，总的在R2上的信号压降VR2＝（-1+δ）（VS1R2/R0）。VR2的极性在δ的-1至+1的整个范围内保持为负。

作为保让控制信号极性不被反向的进一步措施，可以将电阻R7的阻值取得比电阻R0的阻值小些。但这会在某种程度上减少在增益控制放大器中可达到的最终的信号衰减。在延迟式AGC系统中可制用这个效果，让明是有利的。

图4和5分别是图2和图3的可控增益放大器的改进型，其中又一个共基极放大器的NPN晶体管Q13和Q14分别与发射极耦合差分放大器的NPN晶体管Q7和Q8相级联。Q13和Q14的基极类似于Q3、Q4、Q5和Q6那样地加偏置，这样起射随器作用的Q13和Q14在Q7和Q8上接入了相似的集电极电位，就象起射随器作用的Q3、Q4、Q5、和Q6在Q1和Q2上接入相似的集电极电位一样。这样就稍微改善了管对Q7和Q8的射极耦合差分放大器的增益对管对Q1和Q2的射极耦合差分放大器的匹配。

除了独立于第一射极耦合放大器的晶体管Q1和Q2来实现采用晶体管Q7和Q8的第二射极耦合放大器外，我们也可以用单个的第一集电极分开的晶体管代替上述Q1和Q7，而用单个的第二集电极分开的晶体管代替上述Q2和Q8，再将所述第一和第二集电极分开的晶体管连接成发射极耦合，在它们的基极间加上一个输入信号电压来驱动它们工作。在1980年8月5日授予Letterts的、题为“HIGH-GAN    DIFFERNTIA    AMPLIFIER”的美国专利No.4，216，436和1986年7月22日授予Single的、题为“LOW    OFFSET    CMOS    COPARATOR    CIRCUT”的美国专利No.4，602，168中介绍了这种等效电路。

连接到节点N3的集电极负载和连接到节点N4的集电极负载可不同于图1-3所示的具体形式，这是熟悉本领域电路设计的人们所共识的。上面介绍的电路也可作些改变，如可以单端式而不是平衡式取出输出信号，而让其中一个的集电极负载用一个与集电极无阻直接相连的电源替换之。

虽然在描述本发明时强调采用特别适用本发明电路的双极性晶体管来设计，但是本发明也可用等效场效应晶体管来实施。举个更为具体的例子，采用组合双极性和金属氧化物半导体晶体管集成电路技术，由双极性晶体管实现的发射极耦合差分放大器可以用由场效应晶体管实现的源极耦合的差分放大器替换之，而这种替换并不违背本发明说明书中所教导的发明内容。

本领域的设计人员，根据前面的描述，可以设计出本发明的许多变型，但都不会脱离本发明权利要求所确定的保护范围。