核化图象表示信号的改进系统

摘要

一个系统可凭借下述三个措施降低图象显示中的噪声而不至引起明显的不良后果。这三个措施是：(1)利用一个无振荡、无假频、定位变换、倍频程带宽的频谱分析仪(200)以取得各个子频谱信号(I

说明书

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本发明涉及利用核化技术的图象处理系统，以降低图象表示信号中的噪音成份，例如用于电视图象信号。特别是，本发明在降低系统的噪音成份并不明显的假频或其他假间隔频率成份引入图象表示信号中。

核化是一种大家熟知的，用于降低图象表示信号噪音成份的技术。核化就是有选择的，只允许绝对幅度超过某一设定值的图象表示信号通过。核化是一个非线性过程，它本来会虚假谐波和交互调制的间隔频率成份引入图象表示信号中。这些虚假间隔频率成份的功率会随值的增加而增加。因此，核化值的选择应在两者间进行折衷：值应足够大以降低噪音成份，同时又不能过大，以免引入过多的虚假间隔频率成份。

对于一个显示图象的观察者来说，图象表示信号的噪音成份所造成的影响取决于两者：（1）显示图象中噪音成份和信号成份的间隔频谱的相对大小，（2）在感受噪音方面人们视觉系统的习性。

已知人们的视觉系统在计算发光图象的原始间隔频率组成的，靠的是把间隔频率信息分割成许多相邻而重叠的间隔频带。每个带宽大致是一个倍频程，而每个频带的中心频率与相邻频带中心频率大致是两倍的关系。研究表明，约有7个频带或“通道”跨越人们视觉系统的0.5-6循环/度的间隔频率范围。又进一步发现，发生在人们视觉系统中的间隔频率处理是按空间定位的。因此每个间隔频率通道中的信号是按图象的小分区进行计算的。这些分区相互重叠，并在特定频率上大致有两个循环的宽度。如果用-正弦波光栅图象作为测试图案，则可发现，正弦波光栅图象的对比-灵敏度函数随着图象间隔频率的提高而迅速倾斜。这就是说，高的间隔频率需要高的对比度（在30循环/度时约为20%），而较低的间隔频率需要相当低的对比度（在3循环/度时约为0.2%）。已经知道，人们视觉系统观察正弦波光栅图象（该图象在值之上）的对比度变化的能力，在较低的间隔频率时优于较高的间隔频率的情况。特别是，人们的平均特质是，为了正确地鉴别对比度变化的75%，对一个3循环/度的正弦波光栅来说，需要变化对比度12%，而对一个30循环/度的光栅来说，则需变化对比度30%。

基于人们视觉系统的功能，显而易见，一个倍频程间隔频带中较高的信噪比（S/N）易于掩盖噪声（即对观察者来说，噪声是可以忽略的），而对于较高的间隔频率倍频程来说，这种掩盖效果就更为显著，这是因为在较高的间隔频率下，人们视觉系统在对比灵敏度和对比变化灵敏度两方面都有所下降。另一方面，一个相当小的高间隔频率噪音成份叠加到一个几乎均匀的背景上（此背景包含直流的或甚低间隔频率的视频成分），是易于被人们视觉系统观察到的。这一点很重要，因为真实世界的图象在两个正交维上，大部分都有一个间隔频谱，此频谱含有大量较低的间隔频率信号能量，只有一小部分高频信号能量，这将使任何高间隔频率噪声变得特别明显。

如果只有一个核化装置用来核化一个输入图象表示信号的全部间隔频谱，则所选定的值很可能太小而不能满意地降低该间隔频谱的一个或多个倍频程部分中的明显的噪音成份，而同时在该间隔频谱中的其他一个或多个倍频程部分，值又会显得过高，致使过多数量的虚假间隔频率成份被引入显示图象中。

这一问题可用下述办法解决。首先将输入图象表示信号的频谱进行分解，使之归入若干个相邻的子频谱带中。然后分别逐个核化这些频带，使每个频带对应一个适宜的值。最后将这些被核化的频带合成为一单个的输出图象表示信号，并由此信号得出显示图象。

本发明参考了美国Powell1984年4月10日发表的第4442454号专利。

本发明的图象处理系统可使输入图象表示信号频谱中出现的任何噪音成份在输出信号频谱中得到降低，而避免在输出图象表示信号频谱中引入明显的假频或其他虚假间隔频率成分。因此本发明不需要为了降低噪音而对处理本身的值得注意伪差有所顾及。

插图的简要说明

图1所示二图形分别表示一个“砖墙”形滤波器特性和一个逐渐倾斜的滤波器特性。

图2为本发明的理想化实现的功能方块图。

图2a所示为图2中的频谱合成器的变形。

图3a示出一个Burt    Pyramid频谱分析仪，它在具体实现图2中的频谱分析仪是有用的。

图3b示出一个Burt    Pyramid合成器，它在具体实现图2a中的频谱合成器时是有用的。

图4所示图形为7个输入倍增系数核心权函数的基本频带包络线图，这7个系数具有各自的数值。

图5为图2所示核化装置较优实现方法的方块图，该装置适宜于核化一个视频信号，而这个信号是用来限定一个被扫描的二维电视图象的。

较优实现方法的描述

本发明的突出特点是，每个频谱分析仪和合成器只包含具有逐渐倾斜滤波特性的滤波器。图1中的中心频率fc为两个截止频率f_l和f_h的平均值。对带通滤波器来说，f_l大于0，对低通滤波器来说，f_l等于0。“砖墙”形滤波器的问题在于，当有频带外的高频脉冲能量产生冲击激励时会引起振荡。这种伪信号是能够查觉出来的，因为人们的视觉系统对于将高间隔频率假信号叠加到低间隔频率背景上是十分敏感的。

一个带通滤波器的归一化逐渐倾斜的滤波特性如图形102所示，其中心频率为f_c。由于倾斜是逐渐的，因此没有明显的限定带宽的上下限频率f_l和f_h，而是以将输入信号衰减到某种程度处（例如半功率点处）作为f_i和f_h。这样带宽就是额定上下限频率f_h与f_i之差。然而如图1的阴影区104所示，使用这种滤波器的频谱分析仪，在一给定的子频谱带宽之下，将有一小部分能量对邻近子频谱带宽造成干扰。这种情况会在使用采样和二次采样信号的图象处理系统中造成虚假间隔频率。而本发明的图象处理系统将如下所述，减少任何假频效应。

对于图1的图形102所示的逐渐倾斜的带通滤波器，倾斜通常发生在中心频率f_c的高频边和低频边。然而实际上只有中心频率的高频边倾斜。任何特定的逐渐倾斜滤波特性的准确形状是一个设计问题。本发明的图象处理系统用逐渐倾斜滤波器的设计准则将在下面详细讨论。

图2所示是本发明理想方案的功能方块图。图中，无振荡、无假频定位转换的，倍频程带宽的频谱分析仪200有一个用作输入的图象表示信号I。实际上，输入信号I可以是一个连续模拟信号，一个采样模拟信号（例如CCD成象器和信号变换器所用的）或一个采样数字信号（例如得自模数转换器的）。实际上所要讨论的图象处理类型几乎总是针对采样图象表示信号，这种处理是由利用数字计算机的频谱分析仪按非实时方式进行的，或者是由利用物理硬件的频谱分析仪按实时或非实时方式进行的。因此，为了便于说明，输入信号I为一采样信号而非连续信号。

如图2所示，图象表示信号I至少被一个频谱限定在被表示图象的一维中，该频谱的范围从最高频率f_m到0。为了使信号I不包含高于f_m的间隔频率，假定此信号已通过一个前置滤波器。为便于说明，假定信号I为一时间上的视频信号，该视频信号来自一个普通扫描的二维电视图象（尽管这并非必须）。总之，分析仪200将输入信号I的间隔频谱分解成N（N为大于1的整数）个相邻带通子频谱输出信号L₀……L_N-1和一个残余子频谱信号GN。L₀……L_N按递降间隔频率顺序排列，从f_m开始直到零。每个信号依次隔一个倍频谱的带宽。GN包括输入信号I的频谱的所有间隔频率，这些频率低于包含在第（N-1）个带通子频谱中的所有频率（这个带通子频谱是最低间隔频率的带通频谱）。特别是如图2所示，倍频程1具有f_m/2的额定带宽和3f_m/4的中心频率，倍频程2具有f_m/4的带宽和3f_m/8的中心频率，依此类推。

每个核化装置202-1-202-N对应于子频谱输出信号L_o…L_N-1和GN中的一个。核化装置202-1…202-N输出的各信号L_o…L_N-1和GN分别加给频谱合成器206的相应的各无振荡、无假频滤波器。频谱合成器206还包括一个加法器208，用来将滤波器204-1…204-N的输出相加，以获得一个重新组成的输出图象表示信号I_R。

频谱分析仪200对输入信号I的图象间隔频谱进行线性变换。因此，在频谱分析仪200提供无振荡、无假频的定位变换的情况下，为数不多的基带间隔频率将出现在频谱分析仪的各个输出端上，出现在信号I的图象间隔频谱中的亦不多。因此，被频谱分析仪200引入的虚假间隔频率成份并不明显。然而，工作在非线性状态的核化装置202-1…202-N必然将虚假间隔频率成份引入每个输出信号L_o…L_N-1和GN当中。这些虚假间隔成份是由子频谱间隔频率的谐波成份和交互调调制成份组成的，这些子频谱间隔频率分别输入给核化装置202-1…202-N。在倍频程带宽子频谱中的任何间隔频率的所有谐波成份具有位于该倍频程带宽子频谱之上的间隔频率。

如果对一个倍频程带宽子频谱输入进行操作的核化装置的输出被加到一个具有“砖墙”特性的滤波器上（见图1的图形100），则由核化装置产生的谐波和交互调制成份的所有虚假间隔频率将被滤波器滤掉。

然而，由于上述原因，这种具有“砖墙”特性的滤波器易于引入冲击激励所造成的虚假间隔频率振荡成份。为了避免引入这种成份，这种带通滤波器应当具有逐渐倾斜的滤波特性（如图1中的图形102所示）和一个倍频程的额定带宽。这时少量的谐波和交互调制造成的间隔频率成份将不会被全部抑制，这是由于存在着滤波特性的带外部分（如图1中的阴影部分104所示）。然而，下面将详细讨论，逐渐倾斜的特性所引起的虚假间隔频率成份可凭借特殊的滤波器设计加以消除（即在显示图象上基本上察觉不出）。

频谱分析仪（206）的各滤波器204-1…204（N-1）可以是带通滤波器或者低通滤波器。若为带通滤波器，则每个滤波器都有一个中心频率和一个相应于倍频程频谱的带宽。若为低通滤波器，则每个滤波器都有一个从零到额定上截止频率的带宽，此带宽与具有同一倍频程频谱的相应带通滤波器的带宽相同。

具有残余子频谱的滤波器204-N是一个低通滤波器，其额定上截止频率实际上等于第（n-1）个倍频程子频谱的下截止频率。

如果低通（而非带通）滤波器用作倍频程滤波器204-1…204-（N-1），则核化过程的低带差频（拍频）虚假间隔频率成份将无法抑制。然而这种拍频交互调制信号将是低电平的，因而出现在显示图象中便不易被人们视觉系统所察觉。这是由于现实世界图象中的较高电平信号成份位于图象间隔频谱的低间隔频率部分，从而形成一种掩蔽效应。再者，在实际系统中，低通滤波器较之带通滤波器更易实现适宜的无振荡、无假频的逐渐倾斜特性。

在图2中，尽管分析器200的每个子频谱输出信号都具有一个单独的核化装置，但对本发明来说并非必须如此。全部所需就是，至少一个子频谱输出信号具有单独的核化装置。然而，如果核化装置202-2…202-N中的任何一个具有由低于倍频程1（这是最高的间隔频谱）的间隔频率所组成的频谱，则该装置必须有一个频谱合成器206的相应滤波器，以便至少除掉上一频带中由于非线性的核化处理所造成的虚假间隔频率成份。不过在倍频程1子频谱的情况下，常占有频谱合成器206的滤波器204-1。这是因为大多数图象显示所分辨的间隔频率不能高于倍频程1子频谱的最高间隔频率f_m。由于合成输出信号I_R中，上一频带的任一虚假间隔频率成分在图象显示中都不能分辨，因而对这种特殊情况来说，不需要滤除这个上一频带的成份。

频谱合成器206中是否需要包括一个单独的无振荡、无假频的滤波器，使之与任何一个省略核化的子频谱输出相联，可任意选择。然而，加法器208将全部N个带通滤波器的和残余子频谱的信号相加。而不管从来自频谱分析仪200的任何一个子频谱输出的信号中省掉核化还是省掉滤波。

现参看图2a，该图表示出一个改画的频谱合成器206a，它可用图2的频谱合成器206替换。合成器206a使用了多个低通滤波器210-2…210-N和半加器212-1…212-（N-1）。低通滤波器210-2的额定上截止频率等于图象表示信号I（这是倍频2子频谱的上截止频率）的图象间隔频谱的最大间隔频率f_m之半。与此相似，低通滤波器210-3…210-（N-1）中每一个的额定上截止频率等于与该滤波器相联的倍频程频谱的上截止频率。低通滤波器210-N的额定上截止频率等于第（N-1）个倍频程频谱的下截止频率。

在图2a中，按逆向顺序排列的滤波器和半加器按串联形式相互合，结果是最低间隔频谱信号（核化的残余信号G′N）依次逐个地被每一串联低通滤波器滤波。如图2a所示，最低间隔频谱信号的下一个信号L′_N-1和滤波器210-N的输出信号由半加器212-（N-1）进行相加，然后依次被每一低通滤波器滤波。与此相似，核化的间隔频率倍频程子频谱信号L′（N-2）…L′2中的每一个信号都依次被频谱合成器206a的所有滤波器滤波，如图2a所示。最后，滤波器210-2的输出经半加器212-1与核化的最高间隔频率倍频程子频谱信号L_o相加，以取得一个重新构成的输出图象表示信号I_R。在图2a中，假定图象显示不能分辨输入图象频谱最大间隔频率f_m之上的间隔频率，因此不需要为半加器212-1的输出提供一个低通滤波器。

根据对图2和2a的讨论可知，本发明的本质在于，频谱分析仪200除残余信号外不再输出子频谱信号，这将具有一个小于一个倍频程的额定带宽。然而，本发明的原理用来分析的带通子频谱信中，每一个都具有小于一个倍频程的间隔频率带宽。

Burt    pyramid频谱分析仪和Burt    pyramid频谱合成器特别适宜用作本发明中的频谱分析仪200和频谱合成器206a，原因至少有二。第一，该Burt    pyramid允许滤波器具有逐渐倾斜的特性而非“砖墙”特性，从而宜于用作频率分析仪和频谱合成器。第二，在本发明的最优方案中，Burt    pyramid频谱分析仪产生额定倍频程带宽带通子频谱输出信号和一个残余子频谱输出信号。

Burt pyramid分析仪对采样的输入信号G_O进行分析。在有关Burt>O（相当于图2中的图象表示输入信号I）的形式是连续扫描两维电视图象所确定的间隔频谱的常规视频信号（例如NTSC制视频信号），该视频信首先经过预先滤波以除去任何高于给定的最高间隔频率f_m的间隔频率成份，然后在至少二倍f_m的采样频率下被采样。

实时Burt pyramid分析仪如图3a的功能图所示。图3a表明，分析仪含有一条由大体相同的采样信号传输级300-1，300-2…300-N所组成的流水线。每一级工作在由数字时钟CL₁，CL₂…CL_N所确定的采样频率上。加到任何一级上的时钟频率都低于其前级的时钟频率值。对本发明来说，300-2…300-N的每一级的时钟频率值都是其前一级时钟频率值的一半。

如图3a所示，300-1级含有褶积滤波器和衰减装置302，延迟装置304，减法装置306以及扩展和内插滤波装置308。一个以时钟CL₁的频率进行采样的数字采样值Go的输入数据流通过褶积滤波器和衰减装置302被加入，以获得一个以时钟CL₂的频率进行采样的数字采样值G₁的输出数据流。褶积滤波器具有低通功能，可将G₁所代表的每一图象维中心频率降低到Go所代表的相应维的中心频率的一半。同时，衰减装置将每一维的采样密度降低一半。

Go的各数字采样值作为第一输入通过延迟装置304加到减法装置306上。同时，G₁的降低密度的采样值加给扩展和内插滤波器308，它提高了G₁采样值的采样密度，并返回到G₀的采样值。然后，内插G₁采样值的扩展后的密度作为第二输入加给减法装置306。延迟装置304的存在保证了在间隔位置上相互对应的G₀和G₁的每一对采样值加到减法装置306的第一和第二输入上，并在时间上相互吻合。来自减法装置306的连续采样值Lo的输出数据流限定了扫描图象每一维中的最高间隔频率。

300-2…300-N各级的结构基本上与300-1级相同。然而，300-2…300-N各级中，每一个序号较高的级处理较低间隔频率的信号，该信号的采样密度低于其前一级的采样密度。特别是，连续采样值L₁的输出数据流代表了每一个图象维中间隔频率的最高倍频程的下一个倍频程，因此如图3a所示，经Burt>0…L_N-1（分别得自300-1…300-N各级的减法装置）和一个低频残余信号G_N（得自300-N级的褶积滤波器和衰减装置的输出）所组成的。图3b示了一个与图2b中的合成器206a相对应的Burt>R。这是靠利用对核化采样数据流L′_o…L′_N-1进行操作的延时装置310-0…310-（N-1），以及扩展和内插滤波器312-1…312-N及加法器314-0…314-（N-1）来完成的。如上所述，最低密度的残余采样数据流GN具有的采样密度为由扩展和内插滤波器312-N所表示的每个图象间隔维的二倍，然后经由加法器314-（N-1）与一个显示的采样数据流L_N-1相加。这一过程通过连续的合成级反复进行，得出了重新组合的输出信号L_R，将两维图象显定于最高采样密度。

Burt    pyramid所用的各褶积滤波器和内插滤波器都是低通滤波器，它们必须满足下述二条件。第一，每个这种滤波器使用一个至少包含三个倍增系数的对称核心加权函数。第二，核心权函数的各倍增系数必须起相同的作用，这就是说，对一给定电平的各节点必须向位于下一个较高电平的各节点提供相同的总权。对提供实际的无振荡、无假频、定位转换的滤波特性方面的要求，如本发明所要求的那样，又向供本发明使用的Burt    pyramid分析仪和合成器的褶积和内插低通滤波器所用的核心权函数提出了附加限制条件。现在就考虑这些条件。

由于图3a所示的Burt    pyramid分析仪的每一级的操作对象都是采样的输入信号，因此要考虑到这种信号不仅包含基频带部分，而且包含各个含有一个低边带和高边带的重复部分。此外，为了防止假频，采样频率至少应为加给Burt    Pyramid分析仪各级的采样输入信号基频带间隔频谱的最高频率的两倍。

利用数学分析可以表示出，对基频带来说，Burt Pyramid频谱分析仪的300-1…300-N各级中的每一级都近似于一个无振荡、无假频、定位转换的装置，当下列关系成立时，可用来获得经Burt Pyramid分解的信号L₀…L_N-1中的具有相应倍频程带宽的一个。这些关系是：

1.在间隔频率范围0≤f≤fh/4之内（式中f_h为每一倍频程子频谱信号的额定上截止频率），每级的褶积滤波器和内插滤波器的归一化传输特性的乘积为1。特别是，每级的褶积滤波器和内插滤波器中的任何一个，在此范围内的传输特性都为1。

2.在间隔频率范围f_h≤f≤3fh/4之内，每级的褶积滤波器和内插滤波器的归一化传输特性的乘积是逐渐衰减的。特别是，每级的褶积滤波器和内插滤波器中的任何一个，在此范围内都有逐渐衰减的特性。

3.在间隔频率范围3f_h/4≤f≤f_h之内，每级的褶积滤波器和内插滤波器的归一化传输特性的乘积为零。特别是，每级的褶积滤波器和内插滤波器中的任何一个，在此范围内的传输特性都为零。

只有Burt pyramid分析仪的300-N级的褶积滤波器被用来产生残余子频谱信号G_N。因此，对300-N级来说，必须使褶积滤波器真正符合上述条件1、2和3。此外，图3b所示Burt>h是加法器输出信号上截止频率，该加法器紧跟在图3b所示的内插滤波器之后）。

实际的褶积和内插滤波器的设计不仅必须符合上述三个条件，而且必须符合上述对称和均匀分布核心权函数的限制条件。这种利用核心权函数的Burt Pyramid采样信号褶积或内插滤波器不能满足上述条件1和3。对于采样频率恰好等于一个倍频程的额定上截止频率的二倍的情况来说（这是防止假频所需的最低采样频率），可以设计一个具有5个倍增系数的核心权函数的采样信号Burt Pyramid褶积或内插滤波器，它可满足上述条件1或2，但不能两者都满足。为了设计一个能满足所有上述三个条件的Burt pyramid褶积或内插滤波器，需要至少有7个倍增系数的核心权函数的采样信号滤波器。特别是，对于具有最小无假频值的恰好为滤波器输入信号频谱额定上截止频率f_h的两倍的采样频率来说，当变量P的值为-0.052（见图4a）时，图4所示基频带滤波特性（它符合所有上述三条件）被图4a所示的7个倍增函数的，对称而均匀分布的滤波器核心权函数所限定。

对于所讨论的情况（即采样频率为具有额定最小无假频的情况），7个倍增系数的核心权函数可提供真正的定位变换，因为这种函数只对相当局部的图象区域进行操作。9个倍增系数的核心权函数（它通常是足够小的，以照旧为它的额定最小无假频采样频率提供真正的定位变换）是可取的，因为它在限定基频带滤波特性的逐渐倾斜部分的形状方面比起7个倍增系数的核心权函数来，能提供优良的调谐能力。

然而，为了使采样频率产生额定最小无假频值，当滤波器核心权函数的倍增系数的数量大于9时，滤波器变换日益倾向于无定位式的，而这是不希望的。另一方面，如果滤波器信号是过采样的（即采样频率大大超过滤波器输入信号频谱额定上截止频率的两倍），则核心权函数中倍增系数的数量必须增加，以提供具有同样定位程度的同样滤波器特性。例如，如果图4和4a所示的采样频率为4倍f¹h，则具与图4a所示核心权函数的包络线相同的核心权函数将会由13至15个倍增系数所组成（这就是说，一个内插值将被插入图4a所示的任何一对相邻的倍增系数之间）。

由于核化是一个非线性过程，并引入伪差，因此不希望进行需要之外的核化，以除掉出现在核化装置输入信号中的噪声。此外，核化值应保持在足以除掉该噪声的最低电平上。图5为核化装置202-1…202-N的可取方案的方块图，这些核化装置用于表示扫描二维电视图象的标准（例如NTSC）视频信号。在电视中已知，这种电视信号包括连续隔行扫描场，每一扫描场由有效扫描场部分和垂直消隐部分组成。在有效场期间传递图象信息，在消隐期间不传递图象信息。每一扫描场的消隐期间所出现的噪声可作为下一场有效期间的噪声的度量。

如图5所示，核化装置202-K（K的值为1…N）含有开关500，仅在每一场的垂直消隐部分才施加控制信号将此开关接通。因此在每一场的整个有效期间，开关500都是开路的。与核化装置202-K相联的L_K-1这个子频谱输入信号被加给开关500和非线性放大器502。因此，只有L_K-1的噪声部分被闭合的开关500传送到整流器504（因为在垂直消隐期间，信号只包含噪声）。经整流器504整流的噪声部分被送至积分器506，其时间常数为t_K。t_K足够大，以延伸被整流的在垂直消隐期间所发生的噪声成份，使之完全覆盖下一场的有效部分。因此，积分器506产生一个具有可调量值ε_k的直流信号供一个场的有效部分使用。这一直流信号与前一场的消隐部分的噪声电平成比例。这一可调的信号作为一个控制信号加给非线性放大器502。此外，为了为每一个核化装补偿不同值的总的信号增益，每个核化装置的非线性放大器的增益可分别通过增益控制进行调节。特别是，当值ε_k较大时，非线性放大器502的核化输出信号L′_k-1的相对功率便会小于输入信号L_k-1的相对功率。因此，增益调节补偿的目的在于，使每个单独核化的子频谱信号（例如非线性放大器500的输出L′_k-1）提供给合成器输出信号I_R的功率与对应的L_k-1子频谱信号提供给频谱分析仪的输入信号I的功率保持相等。

非线性放大器502的工作是仅仅放大输入信号L_k-1中，绝对电平超过现行可调值的那一部分。因此，即使当输入信号的绝对电平超过了现行可调值时，也只有超过值的输入信号的被削去的部分才可通过非线性放大器502，并向核化装置L_k-1的输出信号提供功率。另一种方法是将输入信号的绝对电平与可调值进行比较。如果输入信号绝对值超过值，则输入信号将全部通过而到达L′_k-1的输出，否则将没有任何信号能够通过。这种方法的优点在于，相当大量的输入信号功率被保留在输出信号功率中。然而在过去，这种方法的一个缺点在于，这种方法在显示图象中易于产生一个称为“火花”的高假频伪差，而这种图象就是由这种核化装置得来的。然而一个与本发明的原理相结合的图象处理系统将能抑制“火花”，从而使这种方法更为实用。