抑制微网中电流谐波与三相不平衡的电流型逆变控制策略

摘要

本发明公开了一种抑制微网中电流谐波与三相不平衡的电流型逆变控制策略，基于传统瞬时功率理论，令d轴与负荷正序电压重合进行派克变换，可测定负荷的谐波电流；由于负荷并联在微源侧，负荷基波电压与微源逆变器输出端口的基波电压相同；由此，在谐波检测控制的基础上，加入微源功率控制环节，使得检测得到的电流信号包含控制微源输出的功率电流信号；通过电流滞环控制使得逆变器输出电流跟踪该电流信号，从而达到微源输出的要求，并治理微网中的电能质量问题。

说明书

技术领域

本发明涉及微电网并网时，微网电能质量的治理技术领域，尤其涉及一种抑制微 网中电流谐波与三相不平衡的电流型逆变控制策略。

背景技术

微电网是指由分布式电源、储能装置、能量转换装置、相关负荷和监控、保护装置 汇集而成的小型发配电系统。微电网是一个可以实现自我控制、保护和管理的自治系统， 它作为完整的电力系统，依靠自身的控制及管理供能实现功率平衡控制、系统运行优化、 故障检测与保护、电能质量治理等方面的功能。微电网中的电源多为容量较小的分布式 电源，即含有电力电子接口的小型机组，包括微型燃气轮机、燃料电池、光伏电池、小 型风力发电机组以及超级电容、飞轮及蓄电池等储能装置。它们接在用户侧，具有成本 低、电压低以及污染小等特点，受到社会的广大关注。

微网电能控制主要通过控制微网中逆变器的开断，来达到控制微源输出功率的目 的。针对微网中的微源，分为两种类型：可调度式与不可调度式；常采用两种控制策略： 下垂(Droop)控制策略和定直流电压控制策略。针对可调度式微源，下垂(Droop)控 制使得微源在并网条件下，按照预先设定参考值，发出有功、无功功率；孤立电网条件 下，自动分担微网有功、无功功率的不平衡，并提供频率支撑；针对不可调度式微源， 由于其发出功率的不可预测性，定直流电压控制能够保证微源逆变器直流侧电压恒定， 跟随微源的最大功率输出。

传统逆变式微源采用电压型逆变控制策略：通过固定频率的调制波与逆变器出口电 压相比较，得到IGBT触发信号。其控制目的在于合理开断逆变器，使得微源的输出满足 微网的运行特性。但是，逆变器自身的开断会向微网注入高次谐波，影响电能质量。因 此，电压型逆变控制恶化了微网的电能质量。随着微网中逆变式微源接入数量的增多， 以及负荷的多样化，三相不平衡、谐波等电能质量问题日益严重。对于该类电能质量问 题的治理，常规手段包括：负荷侧并联APF、加装UPQC、逆变器加装中性线等。但由于 微网微源结构的特殊性，加装新的装置可能造成各个装置之间控制策略协同的复杂化， 同时会增加额外费用，使得经济性下降。

发明内容

本发明的目的是提供一种抑制微网中电流谐波与三相不平衡的电流型逆变控制策 略，基于电流滞环控制策略使得逆变器输出电流直接跟踪微源的基波功率电流与检测获 得的谐波，能够有效治理微网中的电流谐波，并能够降低微网运行成本，提高微网电能 供电质量。

本发明采用的技术方案为：

一种抑制微网中电流谐波与三相不平衡的电流型逆变控制策略，包括以下步骤：

A：基于传统瞬时功率理论，获取微网中负荷谐波电流；获取微网中负荷谐波电流 的具体步骤为：

A1：测量微网中实际负荷三相电路中的三相电流瞬时值和三相电压瞬时值，设三 相电流瞬时值为i_a、i_b、i_c，三相电压瞬时值为e_a、e_b、e_c；

A2：对三相电流瞬时值进行派克变换，变换矩阵T为：

其中表示所检测微网中实际负荷的正序电压相角；

派克变换后得到的两相正交的d-q旋转坐标系中的d轴、q轴电流分量为i_d、i_q， 如下式所示：

A3：在两相正交的d-q旋转坐标系下，电流基波分量为直流量，再将电流分量i_d、 i_q如下式所示，通过低通滤波器LPF得到有功电流基波分量和无功电流基波分量

A4：将步骤A3所述的基波分量经派克反变换T^-1，得到三相静止坐标系下基波功率 电流i_af、i_bf、i_cf，如下式所示；

A5：再将三相静止坐标系下基波功率电流i_af、i_bf、i_cf与三相电流瞬时值i_a、i_b、i_c相减，得到负荷谐波电流i_{a_h},i_{b_h},i_{c_h}，如下式所示；

B：基于有功功率、无功功率解耦控制，针对微网中的可调式与不可调式微源，得 到下垂控制与定直流电压控制微源的基波功率电流；获得下垂控制与定直流电压控制微 源的基波功率电流的具体步骤为：

B1：进行微源功率解耦控制；

令d轴与微源逆变器出口正序电压矢量重合进行派克变换，微源逆变器输出有功功 率P、无功功率Q如下式公式：

P＝u_di_d-u_qi_q

Q＝u_di_q+u_qi_d

其中，u_d、u_q、i_d、i_q分别表示微源逆变器出口电压u电流i在d轴q轴上的分量； 由于u_d＝u_s，u_q＝0(u_s表示微源逆变器出口正序电压矢量)所以：

P＝u_di_d

Q＝u_di_q

实现微源功率解耦控制；

B2：获得下垂控制基波功率电流和定直流电压控制微源的基波功率电流；

(1)：下垂控制：

1-1：测量微网系统中实际频率值f_grid和微源母线侧实际电压值v_grid，分别与基准 值f_ref、v_ref进行偏差计算；

1-2：再利用微源的P--f以及Q--V的Droop特性，获得微源功率偏差指令△P、 △Q；

1-3：将微源功率偏差指令△P、△Q分别于设定值p_o、q_o进行和计算后，得到新 的微源有功参考值P_ref、无功参考值Q_ref；

1-4：获得的微源有功参考值P_ref、无功参考值Q_ref与网侧实测有功信号P_grid、无 功信号Q_grid相减后，通过PI控制器的无静差调节，得到微源基波有功电流i_pref和基波 无功电流i_qref；

(2)：定直流电压控制：

将直流侧电压基准值E_ref与实际测量直流电压值E_dc相减后，再经过PI控制器对 测量直流电压值E_dc进行无静差调节，得到微源基波有功电流i_pref；对于不可调度式微 源，需要减少其对系统无功的需求，因此，基波无功电流常设置为0；

C：将步骤A和步骤B获得的负荷谐波电流与微源基波功率电流作为逆变器欲跟 踪的目标电流，利用电流滞环控制完成电流型逆变控制策略；

(1)：下垂控制策略：

1-1：将步骤B24中的微源基波有功电流i_pref和基波无功电流i_qref分别加入到有功 电流基波分量无功电流基波分量中，经派克反变换T^-1后，与三相电流瞬时值i_a、 i_b、i_c相减，得到目标跟踪电流i_{a_sig}、i_{b_sig},、i_{c_sig}；

1-2：再将目标跟踪电流i_{a_sig}、i_{b_sig},、i_{c_sig}通过电流滞环控制使逆变器PWM输出电 流跟随基波功率电流i_pref,i_qref与负荷谐波电流i_{a_h},i_{b_h},i_{c_h}。

(2)：定直流电压控制策略：

2-1：将步骤B25中的基波有功电流i_pref加入到负荷基波有功电流基波分量中， 经派克反变换T^-1后，与三相电流瞬时值i_a、i_b、i_c相减，得到目标跟踪电流i_{a_sig},i_{b_sig},i_{c_sig}；

2-2：再将目标跟踪电流i_{a_sig}、i_{b_sig},、i_{c_sig}通过电流滞环控制使逆变器PWM输出电 流跟随基波功率电流i_pref与负荷谐波电流i_{a_h},i_{b_h},i_{c_h}。

本发明针对电流型逆变控制策略，提出了下垂控制策略与定直流电压控制策略：

下垂控制：

下垂控制常用于可调度型微源。可人为确定微源输出的有功、无功功率，既可以分 担功率的不平衡，也能够为系统提供频率支撑。通过微源P--f以及Q--V的Droop特性， 得到微源输出功率P_ref,Q_ref；通过PI控制器的无静差调节，得到基波功率电流i_pref,i_qref。 将基波功率电流i_pref,i_qref分别加入到负荷基波功率电流中，经派克反变换后，与 三相负荷电流i_a,i_b,i_c相减，得到目标跟踪电流i_{a_sig},i_{b_sig},i_{c_sig}，通过电流滞环控制使逆 变器输出电流跟随基波功率电流与负荷谐波电流。

定直流电压控制：

定直流电压控制常应用于不可调度型微源。该类型微源输出功率不可预测，常常采 用维持逆变器直流侧电压恒定，追踪微源输出最大功率来达到控制微源输出的目的。采 用PI控制器对直流侧电压进行无静差调节，得到微源输出基波有功电流的i_pref；基波无 功电流参考值常设置为0。将基波有功电流i_pref加入到负荷基波有功电流中，经派克 反变换后，与三相负荷电流i_a,i_b,i_c相减，得到目标跟踪电流i_{a_sig},i_{b_sig},i_{c_sig}，通过电流 滞环控制使逆变器输出电流跟随基波功率电流与负荷谐波电流。

通过电流滞环控制使得逆变器输出电流跟踪该电流信号，从而达到微源输出的要 求，并治理微网中的电能质量问题。

附图说明

图1为本发明的微网中负荷谐波电流控制流程图；

图2为本发明的获取下垂控制策略微源基波功率电流的流程图；

图3为本发明的获取定直流电压控制策略微源基波功率电流的流程图；

图4本发明的下垂控制策略流程图；

图5本发明的定直流电压控制策略流程图；

图6为本发明α-β坐标系中电压、电流矢量图。

具体实施方式

如图1、图2、图3、图4和图5所示，本发明的策略包括以下步骤：

一种抑制微网中电流谐波与三相不平衡的电流型逆变控制策略，包括以下步骤：

A：基于传统瞬时功率理论，获取微网中负荷谐波电流；获取微网中负荷谐波电流 的具体步骤为：

A1：测量微网中实际负荷三相电路中的三相电流瞬时值和三相电压瞬时值，设三 相电流瞬时值为i_a、i_b、i_c，三相电压瞬时值为e_a、e_b、e_c；

A2：对三相电流瞬时值进行派克变换，变换矩阵T为：

其中表示所检测微网中实际负荷的正序电压相角；

派克变换后得到的两相正交的d-q旋转坐标系中的d轴、q轴电流分量为i_d、i_q， 如下式所示：

A3：在两相正交的d-q旋转坐标系下，电流基波分量为直流量，再将电流分量i_d、 i_q如下式所示，通过低通滤波器LPF得到有功电流基波分量和无功电流基波分量

A4：将步骤A3所述的基波分量经派克反变换T^-1，得到三相静止坐标系下基波功率 电流i_af、i_bf、i_cf，如下式所示；

A5：再将三相静止坐标系下基波功率电流i_af、i_bf、i_cf与三相电流瞬时值i_a、i_b、i_c相减，得到负荷谐波电流i_{a_h},i_{b_h},i_{c_h}，如下式所示；

B：基于有功功率、无功功率解耦控制，针对微网中的可调式与不可调式微源，得 到下垂控制与定直流电压控制微源的基波功率电流；获得下垂控制与定直流电压控制微 源的基波功率电流的具体步骤为：

B1：进行微源功率解耦控制；

令d轴与微源逆变器出口正序电压矢量重合进行派克变换，微源逆变器输出有功功 率P、无功功率Q如下式公式：

P＝u_di_d-u_qi_q

Q＝u_di_q+u_qi_d

其中，u_d、u_q、i_d、i_q分别表示微源逆变器出口电压u电流i在d轴q轴上的分量； 由于u_d＝u_s，u_q＝0(u_s表示微源逆变器出口正序电压矢量)所以：

P＝u_di_d

Q＝u_di_q

实现微源功率解耦控制；

B2：获得下垂控制基波功率电流和定直流电压控制微源的基波功率电流；

(1)：下垂控制：

1-1：测量微网系统中实际频率值f_grid和微源母线侧实际电压值v_grid，分别与基准 值f_ref、v_ref进行偏差计算；

1-2：再利用微源的P--f以及Q--V的Droop特性，获得微源功率偏差指令△P、 △Q；

1-3：将微源功率偏差指令△P、△Q分别于设定值p_o、q_o进行和计算后，得到新 的微源有功参考值P_ref、无功参考值Q_ref；

1-4：获得的微源有功参考值P_ref、无功参考值Q_ref与网侧实测有功信号P_grid、无 功信号Q_grid相减后，通过PI控制器的无静差调节，得到微源基波有功电流i_pref和基波 无功电流i_qref；

(2)：定直流电压控制：

将直流侧电压基准值E_ref与实际测量直流电压值E_dc相减后，再经过PI控制器对 测量直流电压值E_dc进行无静差调节，得到微源基波有功电流i_pref；对于不可调度式微 源，需要减少其对系统无功的需求，因此，基波无功电流常设置为0；

C：将步骤A和步骤B获得的负荷谐波电流与微源基波功率电流作为逆变器欲跟 踪的目标电流，利用电流滞环控制完成电流型逆变控制策略；

(1)：下垂控制策略：

1-1：将步骤B24中的微源基波有功电流i_pref和基波无功电流i_qref分别加入到有功 电流基波分量无功电流基波分量中，经派克反变换T^-1后，与三相电流瞬时值i_a、 i_b、i_c相减，得到目标跟踪电流i_{a_sig}、i_{b_sig},、i_{c_sig}；

1-2：再将目标跟踪电流i_{a_sig}、i_{b_sig},、i_{c_sig}通过电流滞环控制使逆变器PWM输出电 流跟随基波功率电流i_pref,i_qref与负荷谐波电流i_{a_h},i_{b_h},i_{c_h}。

(2)：定直流电压控制策略：

2-1：将步骤B25中的基波有功电流i_pref加入到负荷基波有功电流基波分量中， 经派克反变换T^-1后，与三相电流瞬时值i_a、i_b、i_c相减，得到目标跟踪电流i_{a_sig},i_{b_sig},i_{c_sig}；

2-2：再将目标跟踪电流i_{a_sig}、i_{b_sig},、i_{c_sig}通过电流滞环控制使逆变器PWM输出电 流跟随基波功率电流i_pref与负荷谐波电流i_{a_h},i_{b_h},i_{c_h}。

其中，微网中目前都会存在谐波和三相不平衡因素影响电能质量，在步骤A中，假 设三相电流中含有三相不平衡以及谐波分量，经过傅里叶变换三相电流的瞬时值为：

其中，n为谐波次数，I_n⁺、I_n^-、I_n⁰分别为第n次谐波电流正序、负序、零序的幅值； 分别为第n次谐波电流正序、负序的相位。经过傅里叶变换后再进行派克变换。

在步骤A2中，是对三相电流瞬时值进行派克变换，能够进行派克变换的原因为三 相电路瞬时有功电流i_p为矢量在矢量上的投影，瞬时无功电流i_q为矢量在矢量的 法线上的投影；

设三相电路三相电压、电流瞬时值分别为e_a、e_b、e_c和i_a、i_b、i_c，将三相电压、电 流瞬时值变换到两相正交的α-β坐标系中如图6所示的电流、电压矢量图。

$\left(\begin{array}{c}{e}_{\alpha }\\ e_{\beta }\end{array}\right)=T_{\mathrm{abc}}^{\mathrm{\alpha \beta }}\left(\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}{i}_{\alpha }\\ i_{\beta }\end{array}\right)=T_{\mathrm{abc}}^{\mathrm{\alpha \beta }}\left(\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right)$

其中$T_{\mathrm{abc}}^{\mathrm{\alpha \beta }}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)$

α-β坐标系中，矢量和可合成为旋转电压矢量和旋转电流矢量

综上所述，可知三相电路瞬时有功电流i_p为矢量在矢量上的投影，瞬时无功电 流i_q为矢量在矢量的法线上的投影；

式中

下面结合附图具体说明本发明的工作原理：

针对下垂控制策略：

下垂控制常用于可调度型微源。可人为确定微源输出的有功、无功功率，既可以分 担功率的不平衡，也能够为系统提供频率支撑。如图1所示，首先，需要提取微网中实 际负荷三相电路中的三相电流瞬时值和三相电压瞬时值，设三相电流瞬时值为i_a、i_b、 i_c，三相电压瞬时值为e_a、e_b、e_c；对三相电流瞬时值i_a、i_b、i_c进行派克变换，基于传 统瞬时功率理论，令d轴与负荷正序电压重合，建立两相正交的d-q旋转坐标系，d-q 旋转坐标系中的d轴、q轴电流分量为i_d、i_q，如下式所示：

再将电流分量i_d、i_q通过低通滤波器LPF得到有功电流基波分量和无功电流基波分量

通过步骤B2中的1-1、1-2、1-3、1-4步骤，如图2所示，可以得到微源基波有功 电流i_pref和基波无功电流i_qref，再将基波有功电流i_pref加入到有功电流基波分量中(如 图4所示)，基波无功电流i_qref加入到无功电流基波分量中，之后经派克反变换T^-1后， 得到三相静止坐标系下的基波功率电流i_af、i_bf、i_cf；将i_af、i_bf、i_cf再与三相电流瞬时值 i_a、i_b、i_c相减，得到目标跟踪电流i_{a_sig}、i_{b_sig},、i_{c_sig}。最后通过电流滞环控制使逆变器 PWM输出电流跟随基波功率电流与负荷谐波电流，从而达到微源输出的要求，并治理 微网中的电能质量问题。

针对定直流电压控制策略：

定直流电压控制常应用于不可调度型微源。该类型微源输出功率不可预测，常常采 用维持逆变器直流侧电压恒定，追踪微源输出最大功率来达到控制微源输出的目的。如 图1所示，首先，需要提取微网中实际负荷三相电路中的三相电流瞬时值和三相电压瞬 时值，设三相电流瞬时值为i_a、i_b、i_c，三相电压瞬时值为e_a、e_b、e_c；对三相电流瞬时 值i_a、i_b、i_c进行派克变换，基于传统瞬时功率理论，令d轴与负荷正序电压重合，建 立两相正交的d-q旋转坐标系，d-q旋转坐标系中的d轴、q轴电流分量为i_d、i_q，如下 式所示：

再将电流分量i_d、i_q通过低通滤波器LPF得到有功电流基波分量和无功电流基波分量 通过步骤B2中的(2)步骤如图3所示，可以得到微源基波有功电流i_pref；对于不 可调度式微源，需要减少其对系统无功的需求，因此，基波无功电流常设置为0；将步 骤B25中的基波有功电流i_pref加入到负荷基波有功电流基波分量中，如图5所示，经 派克反变换T^-1后，得到三相静止坐标系下的基波功率电流i_af、i_bf、i_cf；将i_af、i_bf、i_cf再与三相电流瞬时值i_a、i_b、i_c相减，得到目标跟踪电流i_{a_sig},i_{b_sig},i_{c_sig}；再将目标跟踪 电流i_{a_sig}、i_{b_sig},、i_{c_sig}通过电流滞环控制使逆变器PWM输出电流跟随基波功率电流i_pref与负荷谐波电流i_{a_h},i_{b_h},i_{c_h}。最后通过电流滞环控制使逆变器PWM输出电流跟随基波 功率电流与负荷谐波电流，从而达到微源输出的要求，并治理微网中的电能质量问题。