用于从ΣΔ转换器中的输入信号分离出基准电流的方法和设备

摘要

一种积分器系统可具有其中每个采样电路具有用于对差分输入信号的各个分量进行采样的采样电容器的一对采样电路以及具有耦接至采样电路的输出的输入的积分器。系统可具有耦接在采样电容器的输入端之间的短路开关。短路开关可在采样电路的采样阶段与输出阶段之间的间隙阶段期间接入。通过使得采样电容器的输入端短接在一起，设计降低了系统汲取的电流，而且在一些设计中切断电流汲取和系统采样的信息内容之间的关系。公开的结构用于模拟和数字输入信号。

说明书

相关申请的交叉引用

本发明请求2012年2月10日提交的题为“Method and Apparatus for  Separating the Reference Current from the Input Signal in Sigma-Delta  Converter”的美国专利申请序列号61/597,342的优先权，该申请的内容在 此通过引用整体并入本文。

技术领域

本发明涉及ΣΔ(sigma delta)转换器。

背景技术

在传统ΣΔ转换器中，前端级利用电荷存储组件(即，存储电容器)对 输入电压进行采样，而且电荷随后被累积在另一组组件中(即，积分电容 器)。积分样本随后被模数转换器(ADC)量化，例如，闪烁型(flash)ADC。 ADC输出经由反馈DAC循环回来以从输入电压中抽取掉。反馈DAC根 据ADC输出(多个)位状态对基准电压采样。

图1与相关操作时序图相关联地图示出可布置在ΣΔ前端级中的传统 单相位开关型电容器积分器。在图1中，输入电压V_x(或者–V_x，取决于 输入电容器极性)，其中V_x＝V_x+–V_x-，根据定时信号和而被采样至输 入电容器C_ina和C_inB.左手侧(LHS)开关由定时信号和控制，同时右手 侧(RHS)开关由定时信号和控制。两组定时信号通常具有相同的相 位关系；然而，上升沿和下降沿可稍微不同以使得诸如电荷注入之类的不 期望的影响最小。在此不描述这些细微差异的细节。上述电路在频率f_s下 被采样，而且V_s是电源电压。定时信号和交替，因此，它们各自的 上升沿和下降沿基本同步。因此，从节点V_x+和V_x-汲取的平均电流表示如 下：

$\overline{I_{\mathrm{Vx}+}}=\overline{{-I}_{\mathrm{Vx}-}}=2V_x{f}_s{C}_{\mathrm{in}},$  等式1

其中C_in＝C_ina＝C_inB.汲取的平均电流随着输入信号的内容而变化，因 为平均电流将从具有较高电势的节点流入具有较低电势的节点而且不由于 传递至电路输出的电荷量而变化。简单地说，汲取的平均电流是V_x，f_s和 C_in的函数。

图2与相关操作时序图相关联地图示出可布置在ΣΔ反馈DAC中的传 统单相位开关型电容器积分器。在图2中，基准电压V_ref，其中 V_ref＝V_ref+—V_ref-，根据信息信号(y(n))调制的定时信号和而被采样至 输入电容器C_refa和C_refB.LHS开关具有耦接至定时信号和的控制输入， 同时RHS开关由和控制。两组定时信号通常具有如图所示的相同 相位关系；然而，上升沿和下降沿可稍微不同以使得诸如电荷注入之类的 不期望的影响最小。在此不描述这些细微差异的细节。上述电路在频率f_s下被采样。定时信号和交替，因此，它们各自的上升沿和下降沿基 本同步。而且，LHS开关由前面的输出级y(n)的状态控制。因此，电路汲 取的平均电流表示如下：

$\overline{I_{\mathrm{Vref}+}}=\overline{{-I}_{\mathrm{Vref}-}}=2V_{\mathrm{ref}}{f}_s{C}_{\mathrm{ref}}-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{ref}}{f}_s{C}_{\mathrm{ref}}|y\left(n\right)-y(n-1)|$  等式2

此处，LHS反馈引起从基准电压汲取的电流与前面的输出级y(n)的状 态之间的依赖关系。因此，基准节点上的任意串联阻抗可导致有效基准电 压的非线性调制，引起调性性能，这使得输出信号失真。

由此，发明人意识到本领域需要一种具有保持电流消耗的输入电路的 ΣΔ结构，其电流汲取不取决于输入信号的变化而且传递具有比现有技术 的系统更大的精度的输出。

附图说明

图1和2图示出已知的积分器系统。

图3图示出根据本发明实施例的积分器系统和控制信号。

图4是根据本发明实施例的转换器的简化框图。

图5图示出根据本发明另一实施例的积分器系统和控制信号。

图6图示出根据本发明又一实施例的积分器系统和控制信号。

图7图示出根据本发明另一实施例的积分器系统和控制信号。

图8图示出根据本发明又一实施例的积分器系统。

图9图示出根据本发明另一实施例的积分器系统。

具体实施方式

本发明的实施例提供一种积分器系统，其具有一对采样电路(每个采 样电路具有采样电容器，用于对差分输入信号的各个分量进行采样)以及 积分器(其具有耦接至采样电路的输出的输入)。系统可具有耦接在采样 电容器的输入端之间的短路开关。短路开关可在采样电路的采样阶段与输 出阶段之间的间隙阶段期间接入。通过使得采样电容器的输入端短接在一 起，设计降低了系统汲取的电流，而且在一些设计中切断电流汲取和系统 采样的信息内容之间的关系。

图3图示出根据本发明实施例的积分器系统300。如图3(a)所示，积 分器系统300可包括一对采样电路302，304、积分放大器306和短路开关 308。系统300可接受在积分器系统300内部表现出来的输入信号V_IN，作 为彼此差分地改变的一对输入V_IN+，V_IN-。采样电路302，304可对输入信 号V_IN的各个分量V_IN+，V_IN-进行采样，并将其呈现给积分放大器306。积 分放大器306如其名称所表述的那样，可对采样的输入信号进行积分并从 中产生输出信号V_Y。

采样电路302，304每个可包括采样电容器，C_INA，C_INB和各种开关 SW_A.1-SW_A.4，SW_B.1-SW_B.4。每个采样电容器C_INA，C_INB的第一端(简称为 “输入端”)可通过各个第一开关SW_A.1，SW_B.3连接至V_IN+端。每个采样电 容器C_INA，C_INB的输入端也可通过各个第二开关SW_A.3，SW_B.1连接至V_IN-端。每个采样电容器C_INA，C_INB的第二端(简称为“输出端”)可通过各个第 三开关SW_A.2，SW_B.2连接至基准电压V_S。V_S电压可以是用于积分放大器 306的虚拟接地。每个采样电容器C_INA，C_INB的输出端可通过各个第四开 关SW_A.4，SW_B.4连接至积分放大器306。开关SW_A.1和SW_B.1可由第一控 制信号控制，开关SW_A.2和SW_B.2可由第二控制信号控制，开关 SW_A.3和SW_B.3可由第三控制信号控制，开关SW_A.4和SW_B.4可由第四 控制信号控制。

短路开关308可将采样电容器C_INA，C_INB的输入端彼此连接。短路开 关308可由另一控制信号控制。

积分放大器306可包括差分放大器310和一对反馈电容器C_FA，C_FB.第一反馈电容器C_FA可耦接在放大器310的非反相输入312和反相输出 316之间。第二反馈电容器C_FB可耦接在放大器310的反相输入314和非 反相输出318之间。非反相输入312可连接至采样电路304(开关SW_B.4)的 输出，反相输入314可连接至采样电路302(开关SW_A.4)的输出。

图3(b)图示出可施加给根据本发明实施例的积分器系统300的控制信 号。图3(b)图示出可在积分器系统300的整个操作期间重复的操作的四个 阶段P1-P4。两个阶段P2和P4可以是操作阶段，其中采样电路302和 304可连接至输入信号V_IN以交替地对输入信号V_IN(阶段P2)采样并将采 样到的信号驱动至积分放大器306(阶段P4)。另两个阶段P1和P3可以是 重置阶段，其中采样电容器C_INA，C_INB的输入端可通过电荷重新分布而被 设置成处于V_IN+和V_IN-之间的中间水平的电压。

在第一阶段P1中，和信号被示出为低，和信号被示 出为高。因此，开关SW_A.2，SW_B.2和308可闭合，开关SW_A.1，SW_A.3- SW_A.4和SW_B.1，SW_B.3-SW_B.4都可打开。短路开关308的闭合可导致电荷 在采样电容器C_INA，C_INB的第一端之间共享，这可使得第一端处的电压移 动至输入信号V_IN+，V_IN的公共节点值(V_CM)，这是在操作的之前的阶段 (示出为P0)中形成的。没有从V_IN+和V_IN–输入汲取电流。开关SW_A.2， SW_B.2的闭合可将电容器C_INA，C_INB的输出端连接至V_S基准电压。因此， 在阶段P1期间，电容器每个都可对电压V_CM-V_S采样，其中V_CM＝ 1/2(V_IN++V_IN–)。

在第二阶段P2中，信号可变低，信号可变高。其它控制信号 和可保持相对于阶段P1不变。因此，开关SW_A.1，SW_B.1可将采样电容器C_INA，C_INB的输入端分别连接至V_IN+和V_IN–。开关SW_A.2和 SW_B.2可保持闭合。采样电容器C_INA可将电压采样为V_IN+–V_S，而且采样 电容器C_INB可将电压采样为V_IN––V_S。开关SW_A.3，SW_A.4，SW_B.3，SW_B.4和308都可打开。和信号可在第二阶段P2的结尾变低。

在第三阶段P3中，和信号被示出为低，和信号被示 出为高。因此，开关SW_A.4，SW_B.4和308可闭合，开关SW_A.1-SW_A.3和 SW_B.1-SW_B.3都可打开。短路开关308的闭合可导致电荷在采样电容器 C_INA，C_INB的第一端之间共享，这可使得第一端处的电压移动至输入信号 V_IN+，V_IN-的公共节点值(V_CM)，这是在阶段P2中形成的。没有从V_IN+和 V_IN–输入汲取电流。开关SW_A.4，SW_B.4的闭合可将采样电容器C_INA，C_INB的输出端连接至积分放大器306。

在第四阶段P4中，信号可变低，信号可变高。其它控制信号 和可保持相对于阶段P3不变。因此，开关SW_A.3，SW_B.3， SW_A.4和SW_B.4可闭合，开关SW_A.1，SW_A.2，SW_B.1和SW_B.2和308都可打 开。在阶段P4中，采样电容器C_INA的输入端可通过开关SW_A.3连接至 V_IN-端，采样电容器C_INB的输入端可被开关SW_B.3连接至V_IN+端。这些连 接可导致积分放大器306的输出V_Y+，V_Y-处的电压的变化，与V_IN+和V_IN-之差对应。

阶段P1-P4的操作可在积分器系统300的整个操作期间重复。因此， 阶段P5被示出为阶段P1的后续重复，阶段P0被示出为阶段P4的在先重 复。V_IN+和V_IN-可以是随时间变化的信号，因此，输出电压(V_Y+–V_Y-)中 的电荷也可能在这些重复中变化。

在一个实施例中，积分器系统300可包括控制器320，其响应于建立 用于积分器系统300的定时基准的输入时钟信号CLK而产生和控制信号。控制器320可以是一个被输入时钟CLK驱动的状态 机。在一个实施例中，控制器320可包括寄存器(未示出)，其定义了积分 器系统300的采样时段，由此定义了其采样频率。寄存器可允许采样频率 是可动态编程的值。

如所示，采样电路302，304中的采样电容器C_INA，C_INB的输入端可 在每个阶段P1和P3短接。因此，采样电容器C_INA，C_INB的输入端可充电 至输入信号V_IN的中间水平，具体地说是其公共节点值。在一个实施例中， 当C_FA＝C_FB＝C_F，C_INA＝C_INB＝C_IN，从节点V_IN+和V_IN-汲取的平均电流可被表 达为：

$\stackrel{‾}{I_{V_{\mathrm{IN}+}}}=\stackrel{‾}{{-I}_{V_{\mathrm{IN}-}}}=V_{\mathrm{IN}}{f}_s{C}_{\mathrm{in}}.$  等式3

与图1的结构的电流汲取(等式1)相比而言，图3(a)的积分器系统300 将电流保持系数2(等式3)。

在一个实施例中，信号的下降转变在阶段P2可比信号的下降转 变超前以缓解原本可能会出现的电荷注入误差。类似地，信号的下降转 变在阶段P4可比信号的下降转变超前，同样以便缓解原本可能会出现 的电荷注入误差。

在另一实施例中，采样电路302，304可在控制信号(CTR)的影响下操 作。例如，在ΣΔ转换器的的反馈组件实施例中，控制信号CTR还可被提 供来动态地调节开关状态。因此，进入采样电路302，304的输入开关 SW_A.1，SW_A.3，SW_B.1和SW_B.3的控制信号可由CTR信号与相应的或信号的逻辑组合产生，并且可在每阶段切换。CTR信号可以是布置在转换 器的反馈路径中的反馈控制信号。例如，如果在反馈DAC实施例中实施 积分器系统300，CTR信号可对应于ΣΔ转换器输出位状态(y(n))。控制器 320可执行反馈信号FB和信号的逻辑组合以产生the CTR信号。 在下文讨论的实施例中，电路平均电流汲取可能取决于CTR信号的信息 内容。

图3的实施例图示出“有效高”的开关控制信号，即，开关SW_A.1- SW_A.4，SW_B.1-SW_B.4和308都被示出为在它们的相关控制信号从低电压变 为高电压时闭合。在该实施例中，开关SW_A.1-SW_A.4，SW_B.1-SW_B.4和308 可被配置成NMOS晶体管。在替换实施例中，开关控制信号可被配置成 “有效低”的信号，这将导致开关SW_A.1-SW_A.4，SW_B.1-SW_B.4和308在它们 的相关控制信号从高电压变为低电压时闭合。在该实施例中，开关SW_A.1- SW_A.4，SW_B.1-SW_B.4和308可被配置成PMOS晶体管。在另一实施例中， 每个开关可被配置成一对晶体管(NMOS晶体管和PMOS晶体管)，它 们的源和漏耦接在一起。在后面那个实施例中，每个控制信号可被配置成一对控制信号，一个控制信号是用于NMOS开关的有效高 信号而另一控制信号是用于PMOS开关的有效信号。

图4是根据本发明实施例的ΣΔ调制器400的功能框图。调制器400 可根据示出为V_X的模拟输入电压产生数字输出信号y(n)。调制器400可 包括以反馈方式布置的减法器410、环路滤波器420、模数转换器430和 数模转换器(DAC)440。减法器410可具有用于输入电压V_X以及用于反馈 信号的输入，该反馈信号是输出信号V_Y的模拟表示。减法器410可输出 表示可被输入至环路滤波器420的这两个输入之差(ΔV＝V_X-V_Y)的模拟信 号ΔV。环路滤波器电路420可对向其呈现的电压采样并对其进行保持以 被ADC430数字化。在一个实施例中，环路滤波器420可包括图3、5或 8所示的积分器422。ADC430可输出积分器422呈现的电压的数字化表 示，可被从调制器400输出作为输出值y(n)。在一种实施方式中，ADC 430可是闪烁型ADC。

DAC440可布置在调制器400的反馈路径中。DAC440可从输出值 y(n)产生模拟电压。图6和7中描绘了各种DAC电路实施例。

可选地，调制器400可包括反馈路径中的混扰器450，其随机化DAC 440中的组件的使用以产生模拟反馈电压V_Y。即，DAC440可包括各种 元件(未示出)，在理想情况下它们等同地对模拟反馈电压V_Y产生贡献，但 是由于制造误差，它们可能具有相对偏移误差。如果调制器400在不同时 间产生公共输出值(例如，y(i)＝y(j)，i≠j)，混扰器450可选择同等贡献的元 件的不同组合从而反馈电压V_Y中的频率形状误差值。

如所示，图4是ΣΔ调制器400的功能框图。当在集成电路中制造ΣΔ 调制器400时，电路无需处理代表减法器、环路滤波器420和DAC440的 分离电路元件。例如，减法器410可由积分器422的电路组件内布置的电 荷转移元件执行。减法器可引起电荷转移(ΔQ)，其值正比于输入电压V_X与模拟反馈电压V_Y之差。

环路滤波器420可执行对于ΣΔ转换器400常见的其它操作，例如过 滤以产生ΣΔ调制器的特征噪声整形。对于此，环路滤波器420可包括一 个或多个积分器级，这取决于设计要求。在一个实施例中，环路滤波器 420可包括图3、5或8所示的积分器422。环路滤波器的其它设计考虑对 于此处的讨论不重要，因此省略。

从图3(b)可以看出，假设一个固定的采样频率，向积分器的操作引入 重置阶段P1和P3降低了可能用于操作阶段P2和P4的大量时间。 然而，在采用反馈DAC440和混扰器450的多位实施方式中，重置阶段 P1和P3可被设计成混扰器450传播时间一致。按照这样的方式，重 置阶段P1和P3可被引入调制器400，而不对系统增加附加约束或者 降低其流率。

图5图示出根据本发明另一实施例的积分器系统500和控制信号。如 图5(a)所示，积分器系统500可包括一对采样电路502，504、积分放大 器506和短路开关508。积分器系统500可接受输入信号V_X作为围绕公共 节点电压V_CM(未示出)变化的一对差分输入V_X+，V_X-。采样电路502， 504可对输入信号V_X的各个分量V_X+，V_X-进行采样并且将其呈现给积分 放大器506。积分放大器506如其名称所表述的那样，可对采样的输入信 号V_X进行积分并从中产生输出信号V_Y。

采样电路502，504每个都可包括采样电容器C_INA，C_INB和各种开关 SW_A.1-SW_A.4，SW_B.1-SW_B.4。每个采样电容器C_INA，C_INB的第一端(同样， “输入端”)可被相应开关SW_A.1，SW_B.3连接至V_X+端。每个采样电容器 C_INA，C_INB的输入端还可被各个第二开关SW_A.3，SW_B.1连接至V_X-端。每 个采样电容器C_INA，C_INB的第二端(“输出端”)可被各个第三开关SW_A.2， SW_B.2连接至基准电压V_S。每个采样电容器C_INA，C_INB的输出端可被各个 第四开关SW_A.4，SW_B.4连接至积分放大器506。开关SW_A.1和SW_B.1可由 第一控制信号控制，开关SW_A.2和SW_B.2可由第二控制信号控制，开 关SW_A.3和SW_B.3可由第三控制信号控制，开关SW_A.4和SW_B.4可由第 四控制信号控制。

短路开关508可将采样电容器C_INA，C_INB的输入端彼此连接。短路开 关508可由另一控制信号控制。

积分放大器506可包括差分放大器510和一对反馈电容器C_FA，C_FB.第一反馈电容器C_FA可耦接在放大器510的非反相输入512和反相输出 516之间。第二反馈电容器C_FB可耦接在the放大器510的反相输入514和 非反相输出518之间。非反相输入512可被连接至采样电路504的输出(开 关Sw_B.4)，而且反相输入514可被连接至采样电路502的输出(开关SW_A.4)。

图5(b)图示出可施加至根据本发明实施例的积分器系统500的控制信 号。图5(b)图示出可在积分器系统500的整个操作期间重复的操作的四个 阶段P1-P4。两个阶段P2和P4可以是操作阶段，其中采样电路502和 504可连接至输入信号V_X以交替地对输入信号采样并将输入信号驱动至 积分放大器506。另两个阶段P1和P3可以是重置阶段，其中采样电容器 C_INA，C_INB的输入端可通过电荷重新分布而被设置成处于V_X+和V_X-之间的 中间水平的电压。

在第一阶段P1中，和信号被示出为低，和信号被示 出为高。因此，开关SW_A.2，SW_B.2和508可闭合，开关SW_A.1，SW_A.3- SW_A.4和SW_B.1，SW_B.3-SW_B.4都可打开。短路开关508的闭合可导致电荷 在采样电容器采样电容器C_INA，C_INB的第一端之间共享，这可使得第一端 处的电压移动至输入信号V_X+，V_X-的公共节点值(V_CM)，这是在操作的之 前的阶段(示出为P0)中形成的。没有从V_X+和V_X–输入汲取电流。开关 SW_A.2，SW_B.2的闭合可将电容器电容器C_INA，C_INB的输出端连接至V_S基 准电压。因此，在阶段P1期间，电容器每个都可对电压V_CM-V_S采样，其 中V_CM＝1/2(V_X++V_X–)。

在第二阶段P2中，信号可变低，信号可变高。其它控制信号 和可保持相对于阶段P1不变。因此，开关SW_A.1，SW_B.1可将采 样电容器C_INA，C_INB的输入端分别连接至V_X+和V_X–。开关SW_A.2和SW_B.2可保持闭合。采样电容器C_INA可采样作为V_X+–V_S的电压，而且采样电容 器C_INB可采样作为为V_X––V_S的电压。开关SW_A.3，SW_A.4，SW_B.3，SW_B.4和508都可打开。和信号可在第二阶段P2的结尾变低。

在第三阶段P3中，和信号被示出为低，和信号被示 出为高。因此，开关SW_A.4，SW_B.4和508可闭合，开关SW_A.1-SW_A.3和 SW_B.1-SW_B.3都可打开。短路开关508的闭合可导致电荷在采样电容器 C_INA，C_INB的第一端之间共享，这可使得第一端处的电压移动至输入信号 V_X+，V_X-的公共节点值(V_CM)。没有从V_X+和V_X–输入汲取电流。开关 SW_A.4，SW_B.4的闭合可将电容器C_INA，C_INB的输出端连接至积分放大器 506。

在第四阶段P4中，信号可变低，信号可变高。其它控制信号 和可保持相对于阶段P3不变。因此，开关SW_A.3，SW_B.3， SW_A.4和SW_B.4可闭合，开关SW_A.1，SW_A.2，SW_B.1和SW_B.2和508都可打 开。在阶段P4中，电容器C_INA的输入端可被开关SW_A.3连接至V_X-端， 电容器C_INB的输入端可被开关SW_B.3连接至V_X+端。这些连接可导致积分 放大器506的输出V_Y+，V_Y-处的电压的变化，与V_X+和V_X-之差对应。

阶段P1-P4的操作可在积分器系统500的整个操作期间重复。因此， 阶段P5被示出为阶段P1的后续重复，阶段P0被示出为阶段P4的在先重 复。再次，输出电压(V_Y+–V_Y-)的变化可能随每次重复有所不同。

在一个实施例中，积分器500可包括控制器520，其响应于建立用于 积分器系统500的定时基准的输入时钟信号CLK而产生和控制信号。控制器520可以是一个被输入时钟CLK驱动的状态机。 在一个实施例中，控制器520可包括寄存器(未示出)，其定义了积分器系 统500的采样时段，由此定义了其采样频率。寄存器可允许采样频率是可 动态编程的值。

在一个实施例中，信号的下降转变在阶段P2可比信号的下降转 变超前以缓解原本可能会出现的电荷注入误差。类似地，信号的下降转 变在阶段P4可比信号的下降转变超前，同样以便缓解原本可能会出现 的电荷注入误差。

图6图示出根据本发明另一实施例的积分器系统600和控制信号。如 图6(a)所示，积分器系统600可包括一对采样电路602，604、积分放大 器606和短路开关608。积分器系统600可接受积分器系统600内呈现的 数字输入信号作为一对输入控制信号S₁，S₂。采样电路602，604可按照 控制信号S₁，S₂(其可由采样到的信号y(n)得到)设定的方向将基准电压 V_REF的各个分量V_REF+，V_REF-采样至积分放大器606。积分放大器606如 其名称所表述的那样，可在S₁，S₂控制信号的控制下对采样的基准电压 V_REF+，V_REF-进行积分，并且可产生从中输出信号V_Y。

采样电路602，604每个都可包括采样电容器，C_INA，C_INB和各种开关 开关SW_A.1-SW_A.4，SW_B.1-SW_B.4。每个采样电容器C_INA，C_INB的第一端(同 样，“输入端”)可被连接至基准电压V_REF+和V_REF-。具体地，采样电容器 C_INA，C_INB的输入端可被可由第一控制信号S₁(SW_A.1)和S₂(SW_B.3)分别控 制的各个开关SW_A.1，SW_B.3连接至V_REF+电压源。采样电容器C_INA，C_INB的输入端还可被可分别由第二控制信号S₂(SW_A.3)和S₁(SW_B.1)控制的各个 第二开关SW_A.3，SW_B.1连接至V_REF-电压源。采样电容器C_INA，C_INB的第 二端(“输出端”)可被可由第三控制信号控制的各个第三开关SW_A.2， SW_B.2连接至基准电压V_S。采样电容器C_INA，C_INB的输出端可被可由第四 控制信号控制的各个第四开关SW_A.4，SW_B.4连接至积分放大器606。

短路开关608可将采样电容器C_INA，C_INB的输入端彼此连接。短路开 关608可由另一控制信号控制。

积分放大器606可包括差分放大器610和一对反馈电容器C_FA，C_FB.第一反馈电容器C_FA可耦接在放大器610的非反相输入612和反相输出 616之间。第二反馈电容器C_FB可耦接在放大器610的反相输入614和非 反相输出618之间。非反相输入612可被连接至采样电路604的输出(开关 Sw_B.4)，反相输入614可被连接至采样电路602的输出(开关SW_A.4)。

如所示，信息内容可通过S₁和S₂控制信号输入至积分器600，S₁和 S₂控制信号将采样电容器C_INA，C_INB连接至基准电压源V_REF+，V_REF-。每 个S₁和S₂控制信号根据输入信号y(n)的状态而具有控制信号或的状 态之一(图6(b))。为了方便，有用的是考虑y(n)具有值1或-1。当y(n)具有 值–1时，S₁控制信号可被设置成状态，S₂控制信号可被设置成状态。 可替换地，当y(n)具有值1时，S₁控制信号可被设置成状态，S₂控制 信号可被设置成状态。

图6(b)图示出可应用至根据本发明实施例的积分器系统600的示例性 控制信号。图6(b)图示出一个示例，其中y(n)＝–1，因此，而且 图6(b)图示出可在积分器系统600的整个操作期间重复的操作的 四个阶段P1-P4。两个阶段P2和P4可以是操作阶段，其中采样电路602 和604可连接至基准电压V_REF+，V_REF–以交替地对控制信号S₁，S₂确定的 电压采样并将采样到的电压驱动至积分放大器606。另两个阶段P1和P3 可以是重置阶段，其中采样电容器C_INA，C_INB的输入端可通过电荷重新分 布而被设置成处于V_REF+和V_REF–之间的中间水平的电压。按照这样的方式， 积分器系统600可处理输入信号y(n)并建立从基准输入V_REF+和V_REF–汲取 的电流消耗与输入信号y(n)之间的独立性。

在第一阶段P1中，S₁，S₂和信号被示出为低，和信号被示 出为高。因此，开关SW_A.2，SW_B.2和608可闭合，开关SW_A.1，SW_A.3- SW_A.4和SW_B.1，SW_B.3-SW_B.4都可打开。短路开关608的闭合可导致电荷 在采样电容器C_INA，C_INB的第一端之间共享，这可使得输入端处的电压移 动至输入信号V_REF+，V_REF-的公共节点值(V_CM)，这是在操作的之前的阶段 (示出为P0)中形成的。没有从V_REF+和V_REF–源汲取电流。开关SW_A.2， SW_B.2的闭合可将电容器C_INA，C_INB的输出端连接至V_S基准电压。因此， 在阶段P1期间，电容器每个都可对电压V_CM-V_S采样，其中V_CM＝ 1/2(V_REF++V_REF–)。

在第二阶段P2中，信号可变低，S₁信号可变高。其它控制信号 S₂，和可保持相对于阶段P1不变。因此，开关SW_A.1，SW_B.1可将采 样电容器C_INA，C_INB的输入端分别连接至V_REF+和V_REF–。开关SW_A.2和 SW_B.2可保持闭合。采样电容器C_INA可对作为V_REF+–V_S的电压进行采样， 采样电容器C_INB可对作为V_REF––V_S的电压进行采样。开关SW_A.3，SW_A.4， SW_B.3，SW_B.4和608都可打开。S₁和信号可在第二阶段P2的结尾变低。

在第三阶段P3中，S₁，S₂和信号被示出为低，和信号被示 出为高。因此，开关SW_A.4，SW_B.4和608可闭合，开关SW_A.1-SW_A.3和 SW_B.1-SW_B.3都可打开。短路开关608的闭合可导致电荷在采样电容器 C_INA，C_INB的第一端之间共享，这可使得第一端处的电压移动至输入信号 V_REF+，V_REF–的公共节点值(V_CM)。没有从V_REF+和V_REF–源汲取电流。开关 SW_A.4，SW_B.4的闭合可将电容器C_INA，C_INB的输出端连接至积分放大器 606。

在第四阶段P4中，信号可变低，S₂信号可变高。其它控制信号 S₁，和可保持相对于阶段P3不变。因此，开关SW_A.3，SW_B.3，SW_A.4和SW_B.4可闭合，开关SW_A.1，SW_A.2，SW_B.1和SW_B.2和608都可打开。在 阶段P4中，电容器C_INA的输入端可被开关SW_A.3连接至V_REF–端，电容器 C_INB的输入端可被开关SW_B.3连接至V_REF+端。这些连接可导致积分放大 器506的输出V_Y+，V_Y-处的电压的变化，与V_REF+和V_REF–之差对应。此外， 电压的变化方向可能取决于可从y(n)导出的控制信号S₁，S₂的阶段调制。

注意到，上述讨论涉及其中y(n)＝–1的情况。如果y(n)＝1，则S₁信 号可能具有信号的形式并且在阶段P3变高。类似地，S₂信号可能具有 信号的形式并且在阶段P1变高。因此，利用来自y(n)输入信号的信息 内容来调制S₁，S₂信号。

阶段P1-P4的操作可在积分器系统600的整个操作期间重复。因此， 阶段P5被示出为阶段P1的后续重复，阶段P0被示出为阶段P4的在先重 复。再次，输出电压(V_y+–V_y-)的变化可能随每次重复有所不同。当然，控 制信号S₁，S₂可能基于y(n)的新值而在后续重复中变化，因此，操作无 需逐个重复地重来。

如前面的实施例那样，和信号的下降转变在阶段P2和P4可比 S₁，S₂信号的下降转变超前，以便缓解原本可能会出现的电荷注入误差。

在一个实施例中，积分器系统600可包括控制器620，其响应于输入 信号y(n)和建立了用于积分器系统600的定时基准的输入时钟信号而产生 S₁，S₂，和控制信号。控制器620可以是在图6(b)所示的时间 产生S₁，S₂，和控制信号的状态机。此外，控制器620可包括 逻辑电路(未示出)，其在逻辑上将y(n)，和信号进行组合以产生S₁， S₂控制信号。在一个实施例中，控制器620可包括寄存器(未示出)，其定 义了用于积分器系统600的采样时段(由此定义了其采样频率)。寄存器可 允许采样频率是一个可动态编程的值。

如所示，采样电路602，604中的采样电容器C_INA，C_INB的输入端可 在每个操作阶段变化之间(在阶段P2和P4之间)短接。因此，采样电容器 C_INA，C_INB的输入端可充电至V_REF+和V_REF-的水平，具体地说是它们的公 共节点值。在一个实施例中，当C_FA＝C_FB＝C_F，C_INA＝C_INB＝C_IN，从节点 V_REF+和V_REF-汲取的平均电流可被表达为：

$\stackrel{‾}{I_{V_{\mathrm{ref}+}}}=\stackrel{‾}{{-I}_{V_{\mathrm{ref}-}}}=V_{\mathrm{ref}}{f}_s{C}_{\mathrm{in}}.$  等式4

从等式4看出，平均汲取电流可取决于信号内容S₁，S₂(y(n))。平均 电流可取决于基准电压、采样频率和电容器的集料尺寸，但是平均电流可 基本上与y(n)状态依赖性去除耦联。相反，等式2呈现出电流汲取取决于 信号内容，这分别反映在V_REF、y(n)和V_IN项的使用中。通过使得输入(采 样)电容器的左边平板短路，传递的电荷可能不取决于传统系统中的电路 的状态。

图7图示出根据本发明另一实施例的积分器系统700和控制信号。如 图7(a)所示，积分器系统700可以是多位系统，其包括多个采样电路 702.1-702.N，704.1-704.N，积分放大器706以及各种短路开关708(未标 记的单独的开关)。积分器系统700可包括用于输入信号y(n)的每个量化水 平i的第一采样电路702.i和第二采样电路704.i。因此，如果输入信号 y(n)具有N个量化水平，则可能存在以成对关系布置的N个第一采样电路 702.1-702.N和N个第二采样电路704.1-704.N。每个采样电路702.i，704.i 可对由与输入信号y_i(n)的量化水平i对应的控制信号S_1.i，S_2.i来设置方向 的输入信号V_REF的各个分量V_REF+，V_REF-进行采样，并且可向积分放大器 706输出采样到的信号，它们与来自另一采样电路的输出同时出现。积分 放大器706如其名称所表述的那样，可对采样的输入信号进行积分并从中 产生输出信号V_Y。

第一和第二采样电路702.1-702.N，704.1-704.N可被构造为图6的实 施例。例如，采样电路702.1和704.1每个都可包括各个采样电容器， C_INA1，C_INB1和各种开关SW_A1.1-SW_A1.4，SW_B1.1-SW_B1.4。每个采样电容器 C_INA1，C_INB1的输入端可被连接至基准电压V_REF+和V_REF-。具体地说，采样 电容器C_INA1，C_INB1的输入端可被可分别由控制信号S_1.1和S_2.1控制的各个 开关SW_A1.1，SW_B1.3连接至V_REF+电压源。采样电容器C_INA1，C_INB1的输 入端还可被可分别由控制信号S_1.1和S_2.1控制的各个第二开关SW_A1.3， SW_B1.1连接至V_REF-电压源。采样电容器C_INA1，C_INB1的输出端可被由另一 控制信号控制的各个第三开关SW_A1.2，SW_B1.2连接至基准电压V_S。采 样电容器C_INA1，C_INB1的输出端可被可由又一控制信号控制的各个第四 开关SW_A1.4，SW_B1.4连接至积分放大器706。

具有另一量化水平位置的第一和第二采样电路702.2-702.N，704.2- 704.N可被类似地构造。即，每个位置i处的采样电路702.i和704.i可包 括各个采样电容器，C_INAi，C_INBi和各种开关SW_Ai.1-SW_Ai.4，SW_Bi.1-SW_Bi.4。 开关SW_Ai.1-SW_Ai.4，SW_Bi.1-SW_Bi.4可由各个开关控制信号S_1.i，S_2.i，和 控制。和控制信号共同地可被输入至每个采样电路A和B的输出 开关。

积分器系统700可包括多个短路开关708，每个位置i布置一个短路 开关。短路开关708可将每个位置的采样电容器C_INAi，C_INBi的输入端彼 此连接。所有短路开关708可由公共控制信号控制。

积分放大器706可包括差分放大器710和一对反馈电容器C_FA，C_FB.第一反馈电容器C_FA可耦接在放大器710的非反相输入712和反相输出 716之间。第二反馈电容器C_FB可耦接在放大器710的反相输入714和非 反相输出718之间。非反相输入712可公共地连接至采样电路704.1-704.N 的输出，而且反相输入714可公共地连接至采样电路702.1-702.N的输出。

如所示，信息内容可被S_1.i和S_2.i控制信号输入至积分器700，S_1.i和 S_2.i控制信号将采样电容器C_INAi，C_INB连接至基准电压源V_REF+，V_REF-。每 个S_1.i和S_2.i控制信号可根据从输入信号y(n)导出的输入y_i(n)的状态而取 状态或之一。当y_i(n)的值为–1时，S_1.i控制信号可被设置成状 态，S_2.i控制信号可被设置成状态。可替换地，当y_i(n)的值为1时，S_1.i控制信号可被设置成状态，S_2.i控制信号可被设置成状态。

在另一实施例(未示出)中，开关SW_A1.2–SW_AN.2，SW_A1.4–SW_AN.4， SW_B1.2–SW_BN.2，SW_B1.4–SW_BN.4可组合至单个开关中。在该实施例中，来 自采样电路702.1-702-N的电容器C_INA1-C_INAN的输出端可在公共输出节点 耦接在一起。单个开关(未示出)可将电容器C_INA1-C_INAN的输出节点耦接至 基准电压V_S而取代开关SW_A1.2–SW_AN.2，并且可由信号控制。第二开 关(同样未示出)可将电容器C_INA1-C_INAN的输出端耦接至积分放大器706而 取代开关SW_A1.4–SW_AN.4，并且可由信号控制。类似地，来自采样电路 704.1-704.N的电容器C_INB1-C_INBN的输出端可在公共输出节点耦接在一起。 单个开关(未示出)可将电容器C_INB1-C_INBN的输出节点耦接至基准电压V_S而取代开关SW_B1.2–SW_BN.2，并且可由信号控制。第二开关(同样未示 出)可将电容器C_INB1-C_INBN的输出端耦接至积分放大器706而取代开关 SW_B1.4–SW_BN.4，并且可由信号控制。

图7(b)图示出根据本发明实施例的示例性控制信号，其可被应用至用 于第i对采样电路702.i，704.i的积分器系统700。图7(b)图示出一个示例， 其中y_i(n)＝–1，因此，而且图7(b)图示出可在积分器系统 700的整个操作期间重复的操作的四个阶段P1-P4。两个阶段P2和P4可 以示操作阶段，期间可根据输入y_i(n)驱动采样电路702.i和704.i以交替地 对基准信号采样并将其驱动给积分放大器706。其它位置的采样电路也可 根据输入信号y(n)的其它量化水平对基准信号采样并将其驱动给积分放大 器706。另外两个阶段P1和P3可以示重置阶段，期间所有采样电路 702.1-702.N，704.1-704.N的输入处的电压可被设置成已知状态。按照这 样的方式，积分器系统700可处理输入信号y(n)并建立从基准输入汲取的 电流消耗与输入信号y(n)之间独立性。

采样级702.i和704.i的操作可参考图6那样进行。

阶段P1-P4从操作可在积分器系统700的整个操作期间重复。因此， 阶段P5被示出为阶段P1的后续重复，阶段P0被示出为阶段P4的在先重 复。当然，控制信号S_1.i，S_2.i可基于y(n)的新值而在后续重复中有所不同， 因此，操作无需逐个重复地重来。

在一个实施例中，积分器系统700可包括控制器720，其响应于输入 信号y(n)和建立了用于积分器系统700的定时基准的输入时钟信号而产生 S_1.1-S_1.N S_2.1-S_2.N，和控制信号。控制器720可以是在图7(b)所示 的时间产生S_1.1-S_1.N S_2.1-S_2.N，和控制信号的状态机。此外，控 制器720可包括逻辑电路(未示出)，其在逻辑上将每个y_i(n)输入与和 信号进行组合以产生S_1.i和S_2.i控制信号。在一个实施例中，控制器720 可包括寄存器(未示出)，其定义了用于积分器700的采样时段(由此定义了 其采样频率)。寄存器可允许采样频率是一个可动态编程的值。

如所示，采样电路702.1-702.N，704.1-704.N中的采样电容器C_INA1- C_INAN，C_INB1-C_INBN的输入端可在每个操作阶段变化之间(在阶段P2和P4 之间)短接。因此，采样电容器C_INA1-C_INAN，C_INB1-C_INBN的输入端可充电至 V_REF+和V_REF-的水平中值，具体地是它们的公共节点值。在一个实施例中， 当C_FA＝C_FB＝C_F而且C_INAi＝C_INBi＝C_IN(对于所有i)，从节点V_REF+和V_REF-汲 取的平均电流可被表达为：

$\stackrel{‾}{I_{V_{\mathrm{ref}+}}}=\stackrel{‾}{{-I}_{V_{\mathrm{ref}-}}}=N*V_{\mathrm{ref}}{f}_s{C}_{\mathrm{in}}.$  等式5

从等式5可以看出，平均汲取电流可能取决于级数N，但是独立于信 号内容S_1.i，S_2,i(y(n))。平均电流可能取决于基准电压、采样频率和电容 器集料尺寸，但是平均电流可基本上与y(n)状态依赖性去除耦联。相反， 等式2呈现出电流汲取取决于信号内容，这反映在y(n)项的使用中。

图8是根据本发明另一实施例的积分器系统800的示图。图8的积分 器系统800可包括两对互补采样电路802.1，802.2，804.1和804.2、积分 放大器806以及短路开关808.1，808.2。积分器系统800可接受积分器系 统800内出现的输入信号V_IN作为彼此相对差分地变化的一对差分输入 V_IN+，V_IN-。

第一对采样电路802.1，804.1的每个可包括各自的采样电容器，C_INA1， C_INB1和各种开关SW_A1.1-SW_A1.4，SW_B1.1-SW_B1.4。每个采样电容器C_INA1， C_INB1的第一端(简称为“输入端”)可被各个开关SW_A1.1，SW_B1.3连接至V_IN+端。每个采样电容器C_INA1，C_INB1的输入端还可被各个第二开关SW_A1.3， SW_B1.1连接至V_IN-端。每个采样电容器C_INA1，C_INB1的第二端(简称为“输 出端”)可被各个第三开关SW_A1.2，SW_B1.2连接至基准电压V_S。每个采样电 容器C_INA1，C_INB1的输出端可被各个第四开关SW_A1.4，SW_B1.4连接至积分 放大器806。开关SW_A1.1，SW_B1.1可由第一控制信号控制。开关SW_A1.2， SW_B1.2可由第二控制信号控制。开关SW_A1.3，SW_B1.3可由第三控制信号 控制。开关SW_A1.4，SW_B1.4可由第四控制信号控制。

第二对采样电路802.2，804.2可具有与第一对采样电路802.1，804.1 的操作反相位地操作的结构。第二对采样电路802.2，804.2还可包括各个 采样电容器C_INA2，C_INB2以及各种开关SW_A2.1-SW_A2.4，SW_B2.1-SW_B2.4。每 个采样电容器C_INA2，C_INB2的输入端可被各个开关SW_A2.3，SW_B2.1连接至 V_IN+端。每个采样电容器C_INA2，C_INB2的输入端还可被各个第二开关 SW_A2.1，SW_B2。3连接至V_IN-端。每个采样电容器C_INA2，C_INB2的输出端可 被各个第三开关SW_A2.4，SW_B2.4连接至V_S基准电压。每个采样电容器 C_INA2，C_INB2的输出端可被各个第四开关SW_A2.2，SW_B2.2连接至积分放大器 806。开关SW_A2.1，SW_B2.1可由控制信号控制。开关SW_A2.2，SW_B2.2可 由控制信号控制。开关SW_A2。3，SW_B2。3可由控制信号控制。开关 SW_A2.4，SW_B2.4可由控制信号控制。第一对采样电路802.1，804.2和第 二对采样电路802.2，802.4之间开关SW_A1.4，SW_B1.4和SW_A2.2，SW_B2.2的 控制可使得采样电路彼此反相位地操作。即，第一对采样电路802.1， 804.2可对输入电压V_IN+，V_IN–采样同时第二对采样电路802.2，802.4将之 前采样到的输入电压输出给积分放大器806。

短路开关808.1，808.2可将每对采样电容器C_INA1，C_INB1和C_INA2， C_INB2的输入端彼此连接。短路开关808.1，808.2可由公共控制信号控 制。

积分放大器806可包括差分放大器810和一对反馈电容器C_FA，C_FB.第一反馈电容器C_FA可耦接在放大器810的非反相输入812和反相输出 816之间。第二反馈电容器C_FB可可耦接在放大器810的反相输入814和 非反相输出818之间。非反相输入812可被连接至采样电路804.1，804.2 的输出(开关SW_B1.4，SW_B2.2)，反相输入814可被连接至采样电路802.1， 802.2的输出(开关SW_A1.4，SW_A2.2)。

在一个实施例中，积分器系统800的控制可如图3(b)所示地进行。同 样，阶段P2和P4可以是操作阶段，期间该对采样电路802.1，804.1和 802.2，804.2可交替地对输入信号采样并将输入信号驱动至积分放大器 306。具体地说，第一对采样电路802.1，804.1可在阶段P2对输入电压采 样并在阶段P4驱动采样到的电压。第二对采样电路802.2，804.2可在阶 段P4对输入电压采样并在阶段P2驱动采样到的电压。其它两个阶段P1 和P3可以是重置阶段，期间输入电容器C_INA，C_INB的输入端可被设置成 V_IN+和V_IN–之间的中间水平的电压而不从诸如V_IN+，V_IN–之类的电路输入 汲取电流。

图9是根据本发明另一实施例的多位积分器系统900的示图。积分器 系统900可包括多个采样电路902.1-902.2N，904.1-904.2N、积分放大器 906和各种短路开关908(未标记的各个开关)。在该系统中，如果输入信 号y(n)具有N个量化水平，则可能存在以成对关系布置的并且接地至两组 N个采样电路对的2N个第一采样电路902.1-902.2N和2N个第二采样电 路904.1-904.N。第一组采样电路对902.1-902.N，904.1-902.N可在第一操 作阶段(假设，阶段P2)对输入信号采样并且可在第二操作阶段(P4)输出采 样到的信号，同时第二组采样电路对902.N+1-902.2N，904.N+1-902.2N可 在第二操作阶段(P4)对输入信号采样并且可在第一操作阶段(阶段P2)输出 采样到的信号。

采样电路902.1-902.2N，904.1-904.N可具有图7实施例中的结构。进 入第一组采样电路pairs902.1-902.N，904.1-904.N的输入开关的控制信号 S_1.1-S_1.N，S_2.1-S_2.N可按照相对于用于第二组采样电路对902.N+1-902.2N， 904.N+1-904.2N的输入开关的控制信号S_1.N+1-S_1.2N，S_2.N+1-S_2.2N偏移半个周 期的相位的方式操作，如结合图7实施例讨论的那样。

短路开关908可将采样电路902.1-902.2N，904.1-904.2N中成对的采 样电容器的输入端彼此连接。短路开关908.1，908.2可由公共控制信号 控制，它们在P1和P3阶段期间可闭合，如之前的实施例讨论的那样。

积分放大器906可包括差分放大器910和一对反馈电容器C_FA，C_FB.第一反馈电容器C_FA可耦接在放大器910的非反相输入912和反相输出 916之间。第二反馈电容器C_FB可耦接在放大器910的反相输入914和非 反相输出918之间。非反相输入912可被连接至采样电路904的输出，反 相输入914可被连接至采样电路902的输出。

此处具体图示和/或描述了本发明的一些实施例。然而，应该理解的 是，本发明的改型和变形被上述指教覆盖并处于所附权利要求的范围内， 而未脱离本发明的精神和预期范围。