采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统及方法

摘要

本发明公开了一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统及方法，采用空间矢量的控制策略，在风机主控制器给予系统变桨电动机的转速w

说明书

技术领域

本发明涉及一种电动变桨距驱动系统及方法，特别是涉及一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统及方法。

背景技术

当前的电动变桨距系统主要由伺服电动机驱动器、备用电源系统、伺服电动机、变桨控制器、电动机检测等模块组成，如图1所示，其中，驱动器需采用检测元件对变桨电动机的转速与转子位置进行检测，如图2所示，当前变桨距驱动器主要采用两种速度位置检测方式：1、旋转变压器；2、光电编码器。旋转变压器是一种将角位移转换为电信号的位移传感器,也是能进行坐标换算和函数运算的解算元件，但是旋转变压器的输出信号为模拟量，必须与旋转变压器数字转换器(RCD)配合使用，将其转换成数字量，其结构相对复杂。光电编码器是一种通过光电转换将输出轴上的机械几何位移量转换成脉冲或数字量的传感器，也是目前应用最多的传感器，但是其存在精度在恶劣环境中较差，需消除机械间隙带来的误差的缺陷。

综上所述，当前电动变桨距驱动系统采用检测元件对变桨电动机的转速与转子位置进行检测，系统结构复杂，端子间连接较多，这样导致故障点较多，系统可靠性较差，并且系统体积较大，占用了宝贵的轮毂空间。

发明内容

为克服上述现有技术存在的不足，本发明之一目的在于提供一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统及方法，将无速度传感器技术运用于电动变桨距系统中，不再采用以往的旋转变压器、光电编码器、霍尔传感器等检测元件，降低系统成本，减少系统端子间的连线，提高了系统可靠性。

为达上述及其它目的，本发明提出一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统，包括Clark坐标变换模块、滑模观测模块、第一加法器、第一PI比例积分器、第二加法器、第二PI比例积分器、PARK变换模块、第三PI比例积分器、第三加法器、PARK逆变换模块、SVPWM模块、阶段电压重建模块、不控整流及电压逆变模块，风机输出的三相交流电经过该不控整流输出直流电压，该直流电压连接至该电压逆变模块，该电压逆变模块输出三相交流电，该三相交流电连接至变桨永磁同步电机和电网，测量得到的该变桨永磁同步电机的三相电流(i_A/i_B/i_C)连接至该Clark坐标变换模块，经Clark坐标变换计算出两相静止坐标系下的电流(i_sα/i_sβ)，测量得到的该变桨永磁同步电机的端电压(V_dc)连接至该阶段电压重建模块，在该SVPWM模块生成的PWM脉冲控制下将端电压(V_dc)转换成旋转的三相电压，再转换成两相静止坐标系下的电压(u_sα/u_sβ)，两相静止坐标系下的电流(i_sα/i_sβ)和电压(u_sα/u_sβ)连接至该滑模观测模块和该PARK变换模块，该滑模观测模块计算出转子磁通位置(θ)及转子转速(w_r)，该滑模观测模块计算出的转子磁通位置(θ)连接至该PARK变换模块和该PARK逆变换模块，转子转速(w_r)被送至该第一加法器与一设定的转子转速(w_r*)比较，其差值连接至该第一PI比例积分器，经该第一PI比例积分器比例积分后输出两相旋转坐标q轴电流(i_sqref)，该输出连接至该第二加法器与该PARK变换模块输出的两相旋转坐标q轴电流(i_sq)比较，该两相旋转坐标q轴电流差值连接至该第二PI比例积分器计算出两相旋转坐标q轴电压(u_sqref)，该PARK变换模块在该滑模观测模块计算出的转子磁通位置(θ)和该Clark坐标变换模块计算出的两相静止坐标系下的电流(i_sα/i_sβ)控制下输出两相旋转坐标d轴电流(i_sd)和q轴电流(i_sq)，该两相旋转坐标d轴电流(i_sd)连接至该第三加法器与风机主控制器的设定值(I_dref)比较，其输出连接至该第三PI比例积分器，该第三PI比例积分器输出两相旋转坐标d轴电压(u_sdref)，该两相旋转坐标d轴电压(u_sdref)和q轴电压(u_sqref)及该转子磁通位置θ被连接至该PARK逆变换模块将两相旋转dq坐标下的电压转换为两相静止αβ坐标下的电压，其输出连接至该SVPWM模块产生PWM控制信号，该PWM控制信号连接至该电压逆变模块以将该不控整流输出的直流变换为三相交流输出。

进一步地，一电流传感器串接在该变桨永磁同步电机输入线路上，以获得三相电流至该Clark坐标变换模块。

进一步地，一电压传感器并联在该变桨永磁同步电机输入线路上，以输出该端电压(V_dc)。

进一步地，该Clark坐标变换模块的Clark变换方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right)$>

进一步地，该PARK变换模块的PARK变换方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right).$>

进一步地，该PARK逆变换模块的PARK逆变换方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\alpha ref}}\\ u_{\mathrm{s\beta ref}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sdref}}\\ u_{\mathrm{sqref}}\end{array}\right).$>

进一步地，该滑模观测模块包括磁链/电流观测器、滤波模块以及反电动势测量模块，该磁链/电流观测器的输入连接该Clark坐标变换模块与该阶段电压重建模块，输出连接该滤波模块，该滤波模块输出连接该反电动势测量模块，该反电动势测量模块输出该转子磁通位置(θ)及转子转速(w_r)。

进一步地，该滑模观测模块的状态方程为：

$>\theta =2\times \arctan \frac{E_{\mathrm{s\beta }}}{E_S+E_{\mathrm{s\alpha }}}+\arccos \frac{U^2+E_0^2-{\left(X_S{I}_{\mathrm{s\alpha }}\right)}^2}{2U{E}_0}-\frac{\pi }{2}$>

转子电角速度计算公式为w_r＝(Ri_sd-u_sdref)/L_sqi_sqref

其中U为线电压，R为电阻，E_s为定子电势定子磁链，E_sα及E_sβ为定子电势在αβ轴分量$>\left(\begin{array}{c}{E}_{\mathrm{s\alpha }}\\ E_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\alpha }}\\ u_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)-R\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right),$>E₀为空载电势，X_s为电抗。

为达到上述目的，本发明还提供一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动方法，包括如下步骤：

步骤一，检测变桨永磁同步电动机的端电压与三相电流；

步骤二，在SVPWM模块生成的PWM脉冲控制下将该端电压转换成旋转的三相电压，再转换成两相静止坐标系下的电压，并将该三相电流通过Clark坐标变换计算出两相静止坐标系下的电流；

步骤三，根据两相静止坐标系下的电压与两相静止坐标系下的电流，并利用滑模观测器的状态方程计算出转子磁通位置及转子转速；

步骤四，将转子转速与设定的转子转速比较，其差值利用PI比例积分器进行比例积分后输出两相旋转坐标q轴电流；

步骤五，对转子磁通位置和两相静止坐标系下的电流进行PARK变换，输出两相旋转坐标d轴电流和q轴电流；

步骤六，将比例积分后输出的两相旋转坐标q轴电流与两相旋转坐标q轴电流比较，该两相旋转坐标q轴电流差值进行比例积分后输出两相旋转坐标q轴电压；

步骤七，将该相旋转坐标d轴电流与风机主控制器设定值比较，其差值进行比例积分后输出两相旋转坐标d轴电压；

步骤八，将两相旋转坐标d轴电压和q轴电压以及转子磁通位置进行PARK逆变换，将两相旋转dq坐标下的电压转换为两相静止αβ坐标下的电压；

步骤九，经PARK逆变换后的输出连接至SVPWM模块产生PWM控制信号，该PWM信号连接至该电压逆变模块以将该不控整流输出的DC变换为三相交流输出。

与现有技术相比，本发明一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统及方法在传统的电动变桨系统结构的基础上，采用无速度传感器技术实现对变桨电动机的转子角速度与转子角位移的检测，省去以往的旋转变压器、光电编码器、霍尔传感器等检测模块，降低了系统成本，减少了系统端子间的连线，提高了系统可靠性。

附图说明

图1为现有技术中电动变桨距系统的结构图；

图2为常规电动变桨距驱动器的结构图；

图3为本发明一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统的系统结构图；

图4为本发明较佳实施例中滑模观测模块的原理示意图；

图5为本发明一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动方法的步骤流程图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例并结合附图说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭示的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明亦可通过其它不同的具体实例加以施行或应用，本说明书中的各项细节亦可基于不同观点与应用，在不背离本发明的精神下进行各种修饰与变更。

在具体说明本发明之前，先介绍一下本发明所利用的永磁同步电机的数学模型与一些核心数学变换如下所示：

在不计铁芯饱和及铁耗、三相电流对称、转子无阻尼绕组时，可得到αβ坐标系下调速永磁同步电动机的数学模型：

电压方程：

磁链方程：

电磁转矩方程：

其中：u_α、u_β定子α、β轴电压，i_α、i_β定子α、β轴电流，定子直轴磁链，定子交轴磁链，p为电机极对数，L_α、L_β定子绕组αβ电感，永磁体基波磁场在定子绕组中产生的磁链，r₁定子绕组相电阻w_r是转子角速度。通过改变i_α、i_β可以控制永磁同步电机的磁链和电磁转矩，从而实现永磁同步电机带动风机转动。

图3为本发明一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统的系统结构图。如图3所示，本发明一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统，包括：Clark坐标变换模块101、滑模观测模块102、第一加法器103、第一PI比例积分器104、第二加法器105、第二PI比例积分器106、PARK变换模块107、第三PI比例积分器108、第三加法器109、PARK逆变换模块110、SVPWM模块111、阶段电压重建模块112、不控整流113、电压逆变模块114。

本发明主要采用空间矢量的控制策略，风机主控制器设定变桨永磁同步电机的转速w_r*和I_dref(＝0)，风机输出的三相交流电A/B/C首先经过不控整流113输出直流电压DC，该直流电压DC连接至电压逆变模块114，电压逆变模块114的输出为三相交流电A’/B’/C’，该三相交流电A’/B’/C’连接至变桨永磁同步电机和电网，电流传感器串接在永磁同步电机输入线路上(未示出)，其输出为三相电流i_A/i_B/i_C，测量得到的变桨永磁同步电机的三相电流i_A/i_B/i_C连接至Clark坐标变换模块101，通过Clark坐标变换来计算出两相静止坐标系下的电流i_sα/i_sβ，电压传感器并联在永磁同步电机输入线路上(未示出)，其输出为端电压V_dc，测量得到的变桨永磁同步电机的端电压V_dc连接至阶段电压重建模块112，在SVPWM模块生成的PWM1/3/5脉冲控制下将V_dc转换成旋转的三相电压，再转换成两相静止坐标系下的电压u_sα/u_sβ，两相静止坐标系下的电流i_sα/i_sβ和电压u_sα/u_sβ连接至滑模观测模块102和PARK变换模块107，滑模观测模块102计算出转子磁通位置θ及转子转速w_r，滑模观测模块102计算出转子磁通位置θ并连接至PARK变换模块107和PARK逆变换模块110，转子转速w_r被送至第一加法器103与设定转子转速w_r*比较，其差值连接至第一PI比例积分器104，第一PI比例积分器104输出两相旋转坐标q轴电流i_sqref，该输出连接至第二加法器105与PARK变换模块107输出的两相旋转坐标q轴电流i_sq比较，该两相旋转坐标q轴电流差值连接至第二PI比例积分器106计算出两相旋转坐标q轴电压u_sqref，PARK变换模块107在滑模观测模块102计算出的转子磁通位置θ和Clark坐标变换模块101计算出的两相静止坐标系下的电流i_sα/i_sβ控制下输出两相旋转坐标d轴电流i_sd和q轴电流i_sq，该两相旋转坐标d轴电流i_sd连接至第三加法器109与风机主控制器设定值I_dref比较，其输出连接至第三PI比例积分器108，第三PI比例积分器108输出两相旋转坐标d轴电压u_sdref，两相旋转坐标d轴电压u_sdref和q轴电压u_sqref以及滑模观测模块102计算出的转子磁通位置θ被连接至PARK逆变换模块110将两相旋转dq坐标下的电压转换为两相静止αβ坐标下的电压，其输出连接至SVPWM模块111产生PWM控制信号PWM1-6，该PWM1-6连接至电压逆变模块114以将不控整流113输出的DC变换为三相交流输出A’/B’/C’。

在本发明较佳实施例中，Clark坐标变换模块101的Clark变换方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right)$>

PARK变换模块107的Park变换方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)$>

PARK逆变换模块110的Park逆变换方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\alpha ref}}\\ u_{\mathrm{s\beta ref}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sdref}}\\ u_{\mathrm{sqref}}\end{array}\right)$>

图4为本发明较佳实施例中滑模观测模块102的原理示意图。如图4所示，滑模观测模块102包括磁链/电流观测器401、滤波模块402以及反电动势测量模块403，其中磁链/电流观测器401输入连接Clark坐标变换模块101与阶段电压重建模块112，输出连接滤波模块402，滤波模块402输出连接反电动势测量模块403输出转子磁通位置θ及转子转速w_r

具体地说，滑模观测器的状态方程为：

$>\theta =2\times \arctan \frac{E_{\mathrm{s\beta }}}{E_S+E_{\mathrm{s\alpha }}}+\arccos \frac{U^2+E_0^2-{\left(X_S{I}_{\mathrm{s\alpha }}\right)}^2}{2U{E}_0}-\frac{\pi }{2}$>

根据永磁同步电机在dq坐标轴下的数学模型：

$>u_{\mathrm{sdref}}={\mathrm{Ri}}_{\mathrm{sd}}+L_{\mathrm{sd}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}-w_r{L}_{\mathrm{sq}}{i}_{\mathrm{sq}}$>

在本设计中，为使得永磁电机大转矩启动，设定i_sd＝0，得到转子电角速度计算公式：w_r＝(Ri_sd-u_sdref)/L_sqi_sqref

其中U为线电压，R为电阻，E_s为定子电势定子磁链，E_sα及E_sβ为定子电势在αβ轴分量$>\left(\begin{array}{c}{E}_{\mathrm{s\alpha }}\\ E_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\alpha }}\\ u_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)-R\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right),$>E₀为空载电势，X_s为电抗。

图5为本发明一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动方法的步骤流程图。如图5所示，本发明一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动方法，包括如下步骤：

步骤501，检测变桨永磁同步电动机的端电压V_dc与三相电流i_A/i_B/i_C。

步骤502，在SVPWM模块生成的PWM脉冲控制下将端电压V_dc转换成旋转的三相电压，再转换成两相静止坐标系下的电压u_sα/u_sβ，并将该三相电流i_A/i_B/i_C通过Clark坐标变换计算出两相静止坐标系下的电流i_sα/i_sβ。

步骤503，根据两相静止坐标系下的电压u_sα/u_sβ与两相静止坐标系下的电流i_sα/i_sβ，并利用滑模观测器的状态方程计算出转子磁通位置θ及转子转速wr。

步骤504，将转子转速w_r与设定转子转速w_r^*比较，其差值利用PI比例积分器进行比例积分后输出两相旋转坐标q轴电流i_sqref，

步骤505，对转子磁通位置θ和两相静止坐标系下的电流i_sα/i_sβ进行PARK变换，输出两相旋转坐标d轴电流i_sd和q轴电流i_sq。

步骤506，将比例积分后输出的两相旋转坐标q轴电流i_sqref与两相旋转坐标q轴电流i_sq比较，该两相旋转坐标q轴电流差值进行比例积分后输出两相旋转坐标q轴电压u_sqref。

步骤507，将该相旋转坐标d轴电流i_sd与风机主控制器设定值I_dref比较，其差值进行比例积分后输出两相旋转坐标d轴电压u_sdref。

步骤508，将两相旋转坐标d轴电压u_sdref和q轴电压u_sqref以及转子磁通位置θ进行PARK逆变换，将两相旋转dq坐标下的电压转换为两相静止αβ坐标下的电压u_sαref、u_sβref，

步骤509，经PARK逆变换后的输出连接至SVPWM模块产生PWM控制信号PWM1-6，该PWM信号连接至电压逆变模块114以将不控整流113输出的DC变换为三相交流输出A’/B’/C’。

具体地，Clark坐标变换的Clark变换方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right)$>

PARK变换的方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)$>

PARK逆变换的方程为：

$>\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\alpha ref}}\\ u_{\mathrm{s\beta ref}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sdref}}\\ u_{\mathrm{sqref}}\end{array}\right)$>

滑模观测器的状态方程为：

$>\theta =2\times \arctan \frac{E_{\mathrm{s\beta }}}{E_S+E_{\mathrm{s\alpha }}}+\arccos \frac{U^2+E_0^2-{\left(X_S{I}_{\mathrm{s\alpha }}\right)}^2}{2U{E}_0}-\frac{\pi }{2}$>

转子电角速度计算公式：w_r＝(Ri_sd-u_sdref)/L_sqi_sqref

其中U为线电压，R为电阻，E_s为定子电势定子磁链，E_sα及E_sβ为定子电势在αβ轴分量$>\left(\begin{array}{c}{E}_{\mathrm{s\alpha }}\\ E_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\alpha }}\\ u_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right)-R\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right),$>E₀为空载电势，Xs为电抗。

综上所述，本发明一种采用无速度传感器技术的电动变桨距驱动系统及方法在传统的电动变桨系统结构的基础上，采用无速度传感器技术实现对变桨电动机的转子角速度与转子角位移的检测，省去以往的旋转变压器、光电编码器、霍尔传感器等检测模块，降低了系统成本，减少了系统端子间的连线，提高了系统可靠性。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何本领域技术人员均可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰与改变。因此，本发明的权利保护范围，应如权利要求书所列。