基于纠错纠删RS-Turbo级联码的跳频抗干扰方法

摘要

本发明公开一种基于纠错纠删RS-Turbo级联码的跳频抗干扰方法，主要解决现有跳频通信系统在载波频偏和部分频带干扰下无法正常通信的问题。其实现步骤是：(1)对一帧数据进行RS编码；(2)将RS码各个码元分配到相应的跳上；(3)分别对每跳数据进行Turbo编码；(4)设置跳频组帧格式，并进行QPSK调制；(5)对调制信号加入载波频偏、相偏和高斯白噪声，得到复基带信号；(6)对复基带信号进行载波同步；(7)对同步信号进行Turbo译码，给出RS码的删除位；(8)根据RS码的删除位进行纠错纠删译码。本发明具有误比特性能好，抗干扰性能强的优点，可用于移动通信、卫星通信、深空通信及遥测。

说明书

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体涉及一种跳频抗干扰方法，可用于移动通信、卫 星通信、深空通信及遥测。

背景技术

“跳频”是一种通信收发双方同步地改变载波频率传递信息的通信方式，是最常 用的扩谱通信方式之一。与定频或者选频通信相比，跳频技术主要依靠频率捷变来躲 避窄带干扰或者跟踪干扰，从而提高设备的抗干扰能力。跳频通信由于其在通信隐蔽 性和增大设备干扰容限等方面均有优越的性能，很多国家都把它当做无线通信抗干扰 的重要手段，在军事上得到广泛的应用。跳频通信实际应用中针对跳频系统的干扰措 施也层出不穷，其中比较典型的干扰方式是部分频带干扰。部分频带干扰可以定义为 将干扰集中在整个通信频带的一部分，有目的性的进行人为干预的一种干扰模式，而 且功率相对集中，主要存在于军事通信中的敌方故意干扰和多址系统中用户之间的干 扰。为了达到可靠通信的目的，跳频通信系统通常需要采用纠错能力强大的前向纠错 码对数据进行保护。现有跳频系统的编码大多采用RS码，也有系统使用Turbo、LDPC 等先进编码。跳频系统通常采用非相干解调方式，在无载波频偏的情况下设计合理的 RS码能抗70％的频点阻塞干扰，但是在有载波频偏的情况下，解调器的性能损失比较 大。

RS码具有严格的代数结构和非常低的漏检概率，并且其实现电路也比较简单，是 线性分组码中纠突发错误能力强，效率最高的编码，在高信噪比的时候性能良好。但 在信噪比较低时加入信道编码对信道质量的改善不明显。

Turbo码利用递归系统卷积码，通过交织器并行级联，在两个软输入软输出译码器 之间进行多次迭代实现了伪随机译码，具有接近香农编码理论极限的性能，因此纠突 发错误性能好。但在信噪比增大的过程中，误码率的降低趋于缓慢，当误码率低到10^-6左右，继续降低非常困难，这就是Turbo码的“错误平层”现象。

Fomey于1966年提出级联码的概念，级联码由短码构造长码，在性能和译码复杂 度中有很好的折衷。钟茂建在“RS-Turbo级联码及其与ARQ结合的研究”，北京邮电 大学硕士论文，2009，提出了RS-Turbo串行级联码。内码RS码采用硬判决译码，外 码Turbo码采用LOG-MAP译码。该方法的优点是信噪比较高时误码率突破了10^-6的 “错误平层”限制。但是在这种方法中RS码无法利用Turbo码的软信息，只能进行硬 判决译码，会有信息损失，同时硬判决RS码不能达到其最大纠删能力。对于慢跳频， 在每跳的频率上要传送多个码元符号，一旦该跳变频率被干扰，则该频率携带的多个 码元符号全部误码，在有载波频偏和频点阻塞干扰下，Turbo译码后错误个数可能会超 过RS码的纠错能力范围，会造成大片误码，从而导致RS-Turbo抗干扰性能下降。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种基于纠错纠删RS-Turbo级 联码的跳频抗干扰方法，以在载波频偏和部分频带干扰下降低误比特率，增强跳频通 信系统的抗干扰能力。

实现上述目的思路是：将一个RS码的不同码元在不同频点上传输，根据Turbo码 译码输出软信息的大小指示出受干扰的频点，根据每跳数据与RS码的每个码元一一对 应关系，给出RS码的删除位，利用RS码纠错纠删译码算法纠正Turbo码的残留错误。 在60％左右的频点被阻塞时，Turbo码能纠正未受频点干扰的错误，同时能准确给出 RS码的删除位，RS码能纠正删除范围内的频点干扰错误。

根据上述思路，本发明的实现步骤包括如下：

(1)对一帧数据分组进行RS编码：

(1a)将长度为N比特的一帧数据分为B组，每组含N/B比特数据；

(1b)分别对每组数据进行RS(n，k₀，d)编码，得到B个RS码字，其中n为码字长度， k₀为信息码元长度，每个码元包含的比特数为m，d为最小码距，d＝2t+1， t为纠错个数，为向下取整运算；

(2)将每个RS码字的各个码元分配到跳频系统相应的跳上：

(2a)将B个RS码字并行排放成B列，每列含n个码元，每行含mB个编码比特， 再将B列RS码字划分为B₀块，每块n行，每行含mB/B₀个编码比特；

(2b)将第1块第1行B/B₀个码元即mB/B₀个编码比特分配到跳频系统的第1跳， 依次类推，第1块第n行B/B₀个码元分配到跳频系统的第n跳，同理，将第B₀块第1 行B/B₀个码元分配到跳频系统的第[n(B₀-1)+1]跳，依次类推，第B₀块第n行B/B₀个 码元分配到跳频系统的第nB₀跳；

(3)分别对每跳数据进行Turbo编码：

(3a)分别在每跳mB/B₀个编码比特末尾添加M个冲洗比特，得到(mB/B₀+M)比 特数据；

(3b)分别对每跳(mB/B₀+M)比特数据进行码率为1/3的Turbo编码，最后得到长 为D_a的Turbo编码比特，其中D_a＝3(mB/B₀+M)；

(4)设置跳频组帧格式：

(4a)将长度为P比特的导频序列作为跳频系统的导频跳；

(4b)设第1，2，...，nB₀跳的数据格式相同，其每一跳均将长为L_e比特的引导码置于长 为D_a比特的Turbo编码数据之前，组成长为D_a+L_e比特的数据，其中D_a+L_e＝P；

(4c)将导频跳置于第1，2，...，n跳之前组成跳频系统的第1帧，依次类推，将导频跳 置于第[n(B₀-1)+1]，[n(B₀-1)+2]，...，nB₀跳之前组成跳频系统的第B₀帧，一帧数据 帧长N_b＝(L_e+D_a)n；

(5)对每帧数据进行正交相移键控QPSK调制，得到发送的复基带信号s_k；

(6)对复基带信号s_k加入载波频偏、载波相偏和相位抖动，通过高斯白噪声信道， 在接收端将接收到的信号经过滤波、下变频、数字采样后得到复基带信号r_k：

$r_k=s_k·e^{j(2\mathrm{\pi k\Delta fT}+\theta +\mathrm{\Delta \theta })}+n_k,k=\mathrm{0,1},...,\frac{N_b}{2}-1,$

其中，Δf、θ和Δθ分别为载波频偏、载波相偏和相位抖动，T为符号周期，ΔfT 为归一化频偏，|ΔfT|＜1，n_k是均值为零方差为σ²的复高斯随机变量，N₀为噪声的单边功率谱密度；

(7)载波同步：

(7a)从复基带信号r_k中提取导频序列d_k，利用导频序列由旋转平均周期图RPA算 法对载波偏差进行粗估计，得到频偏粗估计值f_RPA，利用该粗估计值f_RPA对复基带信号 r_k进行频偏校正，得到频偏校正信号r′_k；

(7b)从频偏校正信号r′_k中提取引导码，利用引导码由最大似然算法得到相偏初始 估计值θ₀；

(7c)从频偏校正信号r′_k中提取数据序列x_k，由科斯塔斯环法迭代计算相位校正序 列y_k：

$y_k=x_k{e}^{-j{\theta }_k},k=\mathrm{0,1},...,\frac{D_a}{2}-1,$

其中，θ_k为第k个数据码元的相位校正量，当k＝0时，θ₀为相位初始估计值；

(8)将相位校正序列y_k送入Turbo译码器，采用基于对数的最大后验概率 LOG-MAP算法进行迭代译码，输出所有RS码元每个比特的软值；

(9)纠错纠删RS译码：

(9a)设输入至纠错纠删RS译码器的码字C＝(c₁，c₂，...，c_h，...，c_n)，其中，c_h为第h 个码元，h＝1，2，...，n，设码元c_h的软值度量为β_h＝(β_h1，β_h2，...，β_hj，...，β_hm)，其中， β_hj为码元c_h第j个比特的软值，j＝1，2，...，m，找出软值度量β_h中绝对值的最小值γ_h， 并将γ_h作为码元c_h的可靠性度量值，则码字C的可靠性度量γ＝(γ₁，γ₂，...，γ_h，...，γ_n)；

(9b)对码字C的可靠性度量γ从小到大排序，排列结果为(γ_p1，γ_p2，...，γ_ph，...，γ_pn)， ph∈1，2，...，n，其中，ph为排列在第h位的可靠性度量值对应码元的下标，相应的码 元排列结果为(c_p1，c_p2，...，c_ph，...，c_pn)；

(9c)设置码字C的删除个数为e，即c_p1，c_p2，...，c_pe位为删除位；

(9d)对码字C进行纠错纠删译码，如果错误数在码字C的纠删能力范围内，则将 译码码字作为输出，译码结束，否则，执行步骤(9e)；

(9e)设置计数i＝1、码字存储矩阵U为空、搜索区间长度为s，在e+1，e+2，...，e+s 中不重复的选出q个数，共有种组合，用v_i1，v_i2，...，v_iq，i∈1，2，...，w表示其 中的一种组合，构造w行、q列的删除矩阵V，将v_i1，v_i2，...，v_iq，i∈1，2，...，w存储在 删除矩阵V的第i行；

(9f)在删除位c_p1，c_p2，...，c_pe以外再选取删除矩阵V中第i行的q位作为删除位， 即将c_p1，c_p2，...，c_pe，位作为删除位，重新设置码字C的删除个数 e′＝e+q；

(9g)对码字C进行纠错纠删译码，如果错误数在码字C的纠删能力范围内，则译 码正确，并将译码码字保存在码字存储矩阵U中，其中， h＝1，2，...，n，第h个码元为码元第j个比特的硬判决 值，其中，$d_{\mathrm{hj}}^i\in \pm 1,j=\mathrm{1,2},...,m;$

(9h)将计数i加1后重新赋给i；

(9i)如果赋值后的计数i小于等于组合种类w，则返回到步骤(9f)，否则，执行步 骤(9j)；

(9j)如果码字存储矩阵U为空则将接收的码字作为译码输出，译码结束，否则， 分别将码字存储矩阵U中每个码字与码字C的软值按位进行相关运算，译码码字D_i与 码字C的软值按位进行相关运算计算公式为：

${\mathrm{Cor}}_i=\underset{h=1}{\overset{n}{\Sigma }}\underset{j=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\beta }_{\mathrm{hj}}{d}_{\mathrm{hj}}^i;$

(9k)选取最大相关值所对应的码字作为译码输出，译码结束。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明所使用的纠错纠删RS-Turbo级联码在有载波频偏的高斯白噪声信道 下通过外码RS码纠正内码Turbo码的残留错误、振荡错误，在信噪比较高时，能明显 改进Turbo码的“错误平层”；

第二，本发明所使用的纠错纠删RS码相比一般的纠错RS码，纠错能力范围扩大 了一倍，能明显降低误码率和误帧率；

第三，本发明所使用的纠错纠删RS-Turbo级联码外码RS码能充分利用内码Turbo 码的译码软信息，不会产生Turbo码硬判决信息损失，能带来软判决增益。

第四，本发明所使用的纠错纠删RS-Turbo级联码通过设计合理的跳频组帧格式， 每跳数据与RS码的每个码元一一对应，在部分频带干扰下，根据Turbo码译码输出软 信息的大小指示出受干扰的跳即给出RS码的删除位，通过大量的仿真显示给出删除位 的算法是准确可靠的，在60％左右的跳被干扰时纠错纠删RS-Turbo级联码仍能正确译 码。

附图说明

图1为本发明的总流程图；

图2为本发明中每个RS码字的各个码元与跳频频点之间的对应关系图；

图3为本发明中跳频数据帧结构图；

图4为本发明中旋转平均周期图RPA频偏校正原理框图；

图5为本发明中最大似然相偏估计原理框图；

图6为本发明中科斯塔斯环相位跟踪原理框图；

图7为本发明中RS码纠错纠删译码框图；

图8为本发明在加性高斯白噪声信道模型下的误比特率和误帧率性能曲线；

图9为本发明在频点阻塞干扰信道模型下的误比特率和误帧率性能曲线。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的实施方式做进一步的描述。

参照图1，本发明的具体实现步骤如下所示：

步骤1，对一帧数据分组进行RS编码。

(1a)将长度为N比特的一帧数据分为B组，每组含N/B比特数据，本实施例中数 值N＝1008，数值B＝8；

(1b)分别对每组数据进行RS(n，k₀，d)编码，得到B个RS码字，其中n为码字长度， k₀为信息码元长度，每个码元包含的比特数为m，d为最小码距，d＝2t+1， t为纠错个数，为向下取整运算，本实施例中码字长度n＝63，信 息码元长度k₀＝21，每个码元包含的比特数m＝6，最小码距d＝43，纠错个数t＝21。

步骤2，将每个RS码字的各个码元分配到跳频系统相应的跳上。

参照图2，本步骤的具体实现如下：

(2a)将B个RS码字并行排放成B列，每列含n个码元，每行含mB个编码比特， 再将B列RS码字划分为B₀块，每块n行，每行含mB/B₀个编码比特，本实施例中数 值B₀＝2；

(2b)将第1块第1行B/B₀个码元即mB/B₀个编码比特分配到跳频系统的第1跳， 依次类推，将第1块第n行B/B₀个码元分配到跳频系统的第n跳，同理，将第B₀块第 1行B/B₀个码元分配到跳频系统的第[n(B₀-1)+1]跳，依次类推，将第B₀块第n行 B/B₀个码元分配到跳频系统的第nB₀跳。

步骤3，分别对每跳数据进行Turbo编码。

(3a)分别在每跳mB/B₀个编码比特末尾添加M个冲洗比特，得到(mB/B₀+M)比 特数据，本实施例中数值M＝2；

(3b)分别对每跳(mB/B₀+M)比特数据进行码率为1/3的Turbo编码，最后得到长 为D_a的Turbo编码比特，其中D_a＝3(mB/B₀+M)，本实施例中数值D_a＝78，Turbo 码编码器由约束长度为3，生成矩阵为(7，5)即生成多项式为(1+D+D²，1+D²)的两 个相同递归系统卷积码和一个随机交织器组成。

步骤4，设置跳频组帧格式。

参照图3，本步骤的具体实现如下：

(4a)将长度为P比特的导频序列作为跳频系统的导频跳，本实施例中数值P＝90， 由于导频序列是由已知序列组成，所以不失一般性将其设置为

(4b)设第1，2，...，nB₀跳的数据格式相同，其每一跳均将长为L_e比特的引导码置于 长为D_a比特的Turbo编码数据之前，组成长为L_e+D_a比特的数据，其中L_e+D_a＝P， 本实施例中数值L_e＝12，引导码设置为

(4c)将导频跳置于第1，2，...，n跳之前组成跳频系统的第1帧，依次类推，将导频跳 置于第[n(B₀-1)+1]，[n(B₀-1)+2]，...，nB₀跳之前组成跳频系统的第B₀帧，一帧数据 帧长N_b＝(L_e+D_a)n，本实施例中一帧数据帧长N_b＝5760。

步骤5，对每帧数据进行正交相移键控QPSK调制，得到发送的复基带信号s_k， 正交相移键控QPSK调制星座映射规则是(0，0)→(-1，-1)，(0，1)→(-1，1)，(1，0)→ (1，-1)，(1，1)→(1，1)。

步骤6，对复基带信号s_k加入载波频偏、载波相偏和相位抖动，通过高斯白噪声信 道，在接收端将接收到的信号经过滤波、下变频、数字采样后得到复基带信号r_k：

$r_k=s_k·e^{j(2\mathrm{\pi k\Delta fT}+\theta +\mathrm{\Delta \theta })}+n_k,k=\mathrm{0,1},...,\frac{N_b}{2}-1,$

其中，Δf、θ和Δθ分别为载波频偏、载波相偏和相位抖动，T为符号周期，ΔfT为 归一化频偏，|ΔfT|＜1，n_k是均值为零方差为σ²的复高斯随机变量，N₀为 噪声的单边功率谱密度，本发明实施例中符号周期T＝2×10^-5s，载波频偏Δf＝1kHz， 归一化频偏ΔfT＝0.02，相偏θ为服从高斯分布的随机变量，其均值相位抖 动Δθ＝5°。

步骤7，载波同步。

(7a)从复基带信号r_k中提取导频序列d_k，利用导频序列由旋转平均周期图RPA算 法对载波偏差进行粗估计，得到频偏粗估计值f_RPA，利用该粗估计值f_RPA对复基带信号 r_k进行频偏校正，得到频偏校正信号r′_k；

参照图4，本步骤的具体实现如下：

7a1)将复基带信号r_k通过解复用模块，得到接收的导频序列d_k，将接收的导频序 列d_k与本地存储的导频序列s_pk作共轭相乘，得到去调制后的序列z_k：

$z_k=d_k{s_{\mathrm{pk}}}^{*},k=\mathrm{0,1},...,\frac{P}{2}-1,$

其中，s_pk^*表示s_pk的共轭，本实施例中数值s_pk＝1+j；

7a2)对去调制后的序列作L次频偏旋转，每次相应的旋转频 偏为f_l，得到频偏旋转信号Z_l：

$Z_l={\mathrm{Ze}}^{-j2\pi f_l},f_l=\frac{l}{{\mathrm{LTN}}_{\mathrm{fft}}},l=\mathrm{0,1},...,L-1,$

其中，N_fft为快速傅里叶变换点数，本实施例中数值L＝16，数值N_fft＝1024；

7a3)对频偏旋转信号Z_l作平均周期图得到平均周期图信号A_k：

$A_k=\frac{1}{L}{\Sigma }_{l=0}^{L-1}{A}_{k,l}\left(f_l\right),$

其中，A_k，l(f_l)＝FFT(Z_l，N_fft)，k＝0，1，...，N_fft-1，FFT(Z_l，N_fft)表示对频偏旋 转信号Z_l作N_fft点快速傅里叶变换；

7a4)计算频偏粗估计值：

$\Delta f_{\mathrm{RPA}}=\frac{k_m}{{\mathrm{TN}}_{\mathrm{fft}}}+\frac{l_m}{{\mathrm{LTN}}_{\mathrm{fft}}},$

其中，为求表达 式最大值对应的自变量k；

7a5)利用频偏粗估计值，通过复相位旋转法对复基带信号r_k进行校正，得到频偏 校正信号r′_k：

$r_k^{\prime }=r_k{e}^{(-j2\mathrm{\pi \Delta }{f}_{\mathrm{RPA}}\mathrm{kT})},k=\mathrm{0,1},...,\frac{N_b}{2}-1;$

(7b)从频偏校正信号r′_k中提取引导码，利用引导码由最大似然算法得到相偏初始 估计值θ₀：

参照图5，将频偏校正信号r′_k通过解复用模块，得到接收的引导码l_k，将接收的引 导码l_k与本地存储的引导码p_k作共轭相乘，最后求和取幅角，得到相位的初始估计值θ₀：

${\theta }_0=\arg \left\{{\Sigma }_{k=0}^{L_e/2-1}{l}_k{p}_k^{*}\right\},$

其中，p_k^*表示p_k的共轭，L_e为引导码长度，arg{·}为取幅角运算，本实施例中数 值p_k＝-1-j；

(7c)从频偏校正信号r′_k中提取数据序列x_k，由科斯塔斯环法迭代计算得到相位校 正信号y_k：

$y_k=x_k{e}^{-j{\theta }_k},k=\mathrm{0,1},...,\frac{D_a}{2}-1,$

其中，θ_k为第k个数据码元的相位校正量，当k＝0时，θ₀为相位初始估计值，参 照图6，第k+1个数据码元的相位校正量θ_k+1按如下步骤迭代计算：

7c1)计算相位误差其中，c_k为相位校正信号y_k的正交相移键控 QPSK解调值，为c_k的共轭，Im{·}为取虚部运算；

7c2)利用下式计算第k+1个数据码元的相位校正量θ_k+1：

${\theta }_{k+1}={\theta }_k+\gamma e_k,k=\mathrm{0,1},...,\frac{D_a}{2}-1,$γ为步长因子，本实施例中数值γ＝0.01。

步骤8：将相位校正序列y_k送入Turbo译码器，采用基于对数的最大后验概率 LOG-MAP算法进行迭代译码，输出所有RS码元每个比特的软信息，本实施例中Turbo 码的迭代次数设置为5次。

步骤9：纠错纠删RS译码。

参照图7，本步骤的具体实现如下：

(9a)设输入至纠错纠删RS译码器的码字C＝(c₁，c₂，...，c_h，...，c_n)，其中，c_h为第h 个码元，h＝1，2，...，n，设码元c_h的软值度量为β_h＝(β_h1，β_h2，...，β_hj，...，β_hm)，其中， β_hj为码元c_h第j个比特的软值，j＝1，2，...，m，找出软值度量β_h中绝对值的最小值γh， 并将γ_h作为码元c_h的可靠性度量值，则码字C的可靠性度量γ＝(γ₁，γ₂，...，γ_h，...，γ_h)；

(9b)对码字C的可靠性度量γ从小到大排序，排列结果为(γ_p1，γ_p2，...，γ_ph，...，γ_pn)， ph∈1，2，...，n，其中，ph为排列在第h位的可靠性度量值对应码元的下标，相应的码 元排列结果为(c_p1，c_p2，...，c_ph，...，c_pn)；

(9c)设置码字C的删除个数为e，即c_p1，c_p2，...，c_pe位为删除位，本发明实施例中 数值e＝34；

(9d)对码字C进行纠错纠删译码，如果错误数在码字C的纠删能力范围内，则将 译码码字作为输出，译码结束，否则，执行步骤(9e)；

(9e)设置计数i＝1、码字存储矩阵U为空、搜索区间长度为s，在e+1，e+2，...，e+s 中不重复的选出q个数，共有种组合，用v_i1，v_i2，...，v_iq，i∈1，2，...，w表示其 中的一种组合，构造w行、q列的删除矩阵V，将v_i1，v_i2，...，v_iq，i∈1，2，...，w存储在 删除矩阵V的第i行，本发明实施例中数值q＝2，搜索区间长度s＝10，数值w＝45；

(9f)在删除位c_p1，c_p2，...，c_pe以外再选取删除矩阵V中第i行的q位作为删除位， 即将c_p1，c_p2，...，c_pe，位作为删除位，重新设置码字C的删除个数 e′＝e+q，本发明实施例中数值e′＝36；

(9g)对码字C进行纠错纠删译码，如果错误数在码字C的纠删能力范围内，则译 码正确，并将译码码字保存在码字存储矩阵U中，其中， h＝1，2，...，n，第h个码元为码元第j个比特的硬判决 值，其中，$d_{\mathrm{hj}}^i\in \pm 1,j=\mathrm{1,2},...,m;$

(9h)将计数i加1后重新赋给i；

(9i)如果赋值后的计数i小于等于组合种类w，则返回到步骤(9f)，否则，执行步 骤(9j)；

(9j)如果码字存储矩阵U为空则将接收的码字作为译码输出，译码结束，否则， 分别将码字存储矩阵U中每个码字与码字C的软值按位进行相关运算，译码码字D_i与 码字C的软值按位进行相关运算计算公式为：

${\mathrm{Cor}}_i=\underset{h=1}{\overset{n}{\Sigma }}\underset{j=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\beta }_{\mathrm{hj}}{d}_{\mathrm{hj}}^i;$

(9k)选取最大相关值所对应的码字作为译码输出，译码结束。

本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明：

1.仿真条件

本发明的仿真使用MATLAB R2011b仿真软件，仿真参数的设置与实施例中所用 参数一致，输入数据帧长N＝1008，符号周期T＝2×10^-5s，载波频偏Δf＝1kHz，即 归一化频偏ΔfT＝0.02，相偏θ为服从高斯分布的随机变量，其均值相位抖 动Aθ＝5⁰，信道模型分别采用加性高斯白噪声信道和部分频带干扰信道。

2.仿真内容

仿真1，设定信道模型为加性高斯白噪声信道，在不同信噪比下，获得的误比特率 和误帧率性能曲线，如图8所示。

从图8可以看出，在信噪比SNR≥1.5dB时纠错纠删RS-Turbo级联码的误码率突 破了10^-6的错误平层的限制，这是因为Turbo码本身已经能够纠正很多错误，残留的 错误相对较少，很可能在RS码译码能力范围之内，RS码能够将其纠正，从而提高整 体译码能力；在信噪比较低时仍能获得较好的误码性能，这是因为纠错纠删RS码相比 一般的纠错RS码，纠错能力范围扩大了一倍。

仿真2，设定信道模型为部分频带干扰信道，设定53.9％的频点被阻塞，被阻塞的 数据帧添加信噪比SNR＝-20dB的全噪声，未被阻塞的数据帧添加不同信噪比的高斯白 噪声，获得的误比特率和误帧率性能曲线，如图9所示。

从图9可以看出，本实施例系统能抗53.9％的频点阻塞干扰，这是因为一方面未受 干扰的跳内码Turbo码能正确译码，另一方面根据内码Turbo码译码输出软信息的大小 能准确可靠的给出外码RS码的删除位即让受干扰的码元成为RS码的删除位，总的删 除个数在RS码纠删能力范围内，RS码纠删译码就能完全纠正频点阻塞带来的错误。