一种LCC-HVDC拓扑结构及其可控子模块充电初始电压确定方法

摘要

本发明提供了一种串入可控子模块的LCC-HVDC拓扑结构，该拓扑结构为在六脉动换流器的六个阀臂上串联若干可控子模块；本发明还提供了一种针对串入可控子模块的LCC-HVDC拓扑结构的可控子模块的最优充电初始电压确定方法，用于防止可控子模块电容电压不受控制，保证可控子模块的正常工作运行，提高LCC-HVDC拓扑对换相失败的防御作用。

说明书

技术领域

本发明涉及一种输配电技术领域的装置，具体讲涉及一种串入可控子模块的LCC-HVDC拓 扑结构及其可控子模块充电初始电压确定方法。

背景技术

20世纪50年代以来，传统电网换相高压直流输电(Line-Commutated-Converter High  Voltage Direct Current，LCC-HVDC)以其大容量远距离输电、有功功率快速可控等特点在世 界范围内得到了快速的发展。但由于其采用不能自关断的晶闸管作为换流器件，需要一定强 度的交流系统提供换相电压，这使其具有一定的局限性，突出表现为换相失败问题。换相失 败的发生严重限制了直流系统传输功率，使得传输功率从正常值突然下降到很小的值甚至是 零，为整个交-直-交系统带来巨大的扰动。

现有技术中，从拓扑结构上对换流器进行的改进主要包括电容器换相换流器(Capacitor  Commutated Converter，CCC)、可控串联电容器换流器(Controlled Series Capacitor Converter， CSCC)和电压源换流器(Voltage Source Converter，VSC)等。但CCC存在以下问题：当三个换 相电容器上的电压不平衡时，逆变器的换相性能将变坏[1]；在换相故障时，电容器持续充电 至过电压，换流器将失去自恢复能力；引入的电容器造成直流输电系统中的电流谐波污染问 题[12]。与CCC把电容器放在换流变压器阀侧不同，CSCC把电容器放在换流变压器网侧， 并可对电容值进行动态调整，但本质与CCC相似。VSC虽然没有换相失败问题，但其在远 距离大容量输电中无法替代LCC-HVDC的地位。

本发明针对一种改进的LCC-HVDC拓扑。该改进的LCC-HVDC拓扑与CCC最大的不 同是将电容器封装在一种可控子模块中，可控子模块能控制其内部电容的旁路和投入，进而 实现对子模块输出电压的控制。当交流系统发生故障时，在该改进LCC-HVDC拓扑中的某两 个阀臂进行换相时，通过控制对应阀臂上的子模块，使其内部的电容投入到换相过程中。此 时子模块的输出电压即为电容电压，为换相过程提供了辅助换相电压。在换相过程中，若电 容被投入，且电容电压值越大，则子模块输出电压越大，对换相过程的帮助作用越明显。

然而，在该改进的LCC-HVDC拓扑中，当电容投入时，电容将被充电或放电，其电压值 将随着换相过程的进行而升高或降低。若不对电容电压进行控制，则当电容电压过高时，子 模块中各开关器件所承受的电压过高，威胁到子模块的正常工作运行；当电容电压过低时， 则子模块输出电压亦较低，对换相过程的帮助作用有限。

综上，改进的LCC-HVDC拓扑对提高原LCC-HVDC拓扑抵御换相失败的能力有一定作 用，但如果其可控子模块电容电压不受控制，则可能威胁到可控子模块的正常工作运行，或 降低所述改进的LCC-HVDC拓扑对换相失败的防御作用。

发明内容

为克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种串入可控子模块的LCC-HVDC拓扑结构及 其充电初始电压确定方法。

实现上述目的所采用的解决方案为：

一种串入可控子模块的LCC-HVDC拓扑结构，其改进之处在于：所述拓扑结构为在六脉动 换流器的阀臂中串联可控子模块，所述可控子模块输出的两端口并联均压回路；所述可控子 模块包括电容和依次连接的由二极管和IGBT组成的器件组。

进一步的，所述IGBT采用多个IGBT并联结构的IGBT组；

所述六脉动换流器的六个阀臂上串联一个或多个所述可控子模块。

进一步的，所述器件组的数目为二；所述二极管和IGBT的数目分别为一。

进一步的，所述器件组的器件组一的IGBT的集电极与所述二极管的正极连接；所述器件 组的器件组二的所述IGBT的射极与所述二极管的负极连接；

所述器件组一的二极管的负极与所述器件组二的IGBT的集电极连接；所述器件组二的二 极管的正极与所述器件组一的IGBT的射极连接；

所述电容的正极与负极分别连接在所述器件组一的二极管和所述器件组二的IGBT与所 述器件组二的二极管和所述器件组一的IGBT之间。

一种确定上述任一项权利要求的拓扑结构的可控子模块充电初始电压方法，其改进之处 在于：所述方法包括以下步骤：

I、确定所述可控子模块的电抗值X_r、电容值C、待关断阀臂的关断过程中所对应的交流 系统的线电压有效值U、平均直流电流I_d、待关断阀臂的触发角α和待关断阀臂的关断角γ；

II、确定所述可控子模块的充电初始电压。

进一步的，所述步骤I中，按下式确定线电压有效值U：

式中，ω＝dθ/dt，θ为所述交流系统线电压的相角；为所述交流系统线电压的初始相位角； a、b分别为所述交流系统线电压的正弦、余弦分量幅值。

进一步的，所述步骤I中，按下式确定所述平均直流电流I_d：

$\left(\begin{array}{c}{I}_{d6}=I_{d3}+(I_{d3}+I_{d0})\\ I_{d7}=I_{d4}+(I_{d4}+I_{d1})\\ I_{d8}=I_{d5}+(I_{d5}+I_{d2})\\ I_d=\frac{1}{3}[2(I_{d3}+I_{d4}+I_{d5})-(I_{d2}+I_{d1}+I_{d0})]\end{array}\right)$

式中，I_d0和I_d3、I_d1和I_d4、I_d2和I_d5分别为不同波动周期相对位置相同的三组直流电流。

进一步的，所述步骤I中，确定所述待关断阀臂的触发角α和所述待关断阀臂的关断角γ 的确定方法为：采用同相上的另一阀臂刚结束的关断过程中测量得到的触发角α和所述关断角 γ作为待关断阀臂的所述可控子模块的所述待关断阀臂的触发角α和所述待关断阀臂的关断角 γ。

进一步的，所述步骤H包括：确定换相过程结束时ωt＝μ＝π-α-γ，其中，α为所述 LCC-HVDC拓扑的待关断阀臂的触发角，γ为所述LCC-HVDC拓扑的待关断阀臂的关断角； ω=dθ/dt，θ为所述交流系统的线电压的相角；

按下式确定充电初始电压：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{close}}\left(0\right)=-\{u_{\mathrm{open}}\left(0\right)(\cos \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}-1)+I_d(\frac{\mu }{\mathrm{\omega C}}+\sqrt{\frac{X_r}{\mathrm{\omega C}}}\sin \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}})-[\sin \alpha \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}+\\ \sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}\cos \alpha \sin \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}-\sin (\mu +\alpha )]\frac{\sqrt{2U}}{(X_1\mathrm{\omega C}-1)}-2u_{\mathrm{close}}\left(t\right){|}_{t=\mu /\omega }\}/(1+\cos \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}})\end{array}\right)$

式中，u_open(0)为待开通阀臂的所述可控子模块电容初始电压；u_close(t)|_t=m/w为阀臂完全关 断后的子模块电容电压；C为电容值；X_r为电抗值；U为待关断阀臂的关断过程中，所对应 的交流系统的线电压有效值；I_d为待关断的阀臂在关断过程中的平均电流。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、本发明提供的LCC-HVDC拓扑结构，适用于传统高压直流输电，可以降低直流输电发 生换相失败的概率，提高了交直流系统运行的稳定性。

2、本发明提供的LCC-HVDC拓扑结构，在换流阀正常工作时电容器不投入使用，延长电 容使用寿命，同时不会产生谐波。

3、本发明提供的LCC-HVDC拓扑结构，将强迫换相桥路中电压等级较高的单个电容拆分 为若干电压等级较低、封装在可控子模块中的电容；因此电容的充放电过程，以及电容的投 入和退出灵活可控。

4、本发明提供的LCC-HVDC拓扑结构，在包括换相失败在内的各工况下不会对换相过程造 成负面影响，也不会因电容的接入给LCC换流器带来过压问题。

5、本发明提供的LCC-HVDC拓扑结构，在交流系统单相故障、三相故障、三相不对称等 情况下均可提高LCC-HVDC抵御换相失败的能力。

6、本发明提供的LCC-HVDC拓扑结构在现有的电流源换流器LCC结构基础上，综合考虑 LCC阀臂的电流是单向流动的特点、运用于电网的成本、对模块本身的自我保护，提供了可 控子模块的结构，该结构可以降低直流输电发生换相失败的概率，在正常情况下也不给系统 造成谐波。

7、本发明的方法保证了电容电压值不超过其额定电压值，使得所述LCC-HVDC拓扑的子 模块中各开关器件均工作在正常电压范围以内，确保了各开关器件以及所投入可控子模块的 安全运行；

8、本发明的方法使所述LCC-HVDC拓扑中的可控子模块所提供的辅助换相电压达到最大 值，进一步提高了LCC-HVDC拓扑防御换相失败的能力；

9、本发明的方法做到了尽可能地利用可控子模块电容电压的额定值以及可控子模块中各 开关器件的最大正常工作电压值，在一定程度上节约了成本；

10、本发明的方法可以有效减小多馈入直流系统中发生继发性换相失败的情况，为交直 流混合系统的安全稳定运行提供了一定的保障，为防止多馈入直流输电发生连续性换相失败 做出了一定的贡献。

附图说明

图1为本发明所针对的串入可控子模块的LCC-HVDC拓扑结构图；

图2为本发明所针对的串入可控子模块的LCC-HVDC拓扑中可控子模块工作状态切换说明 图；

图3为本发明实施例中可控子模块处于工作状态三时的电流流通路径图；

图4为本发明实施例中阀臂反向漏电流的流通路径图；

图5为本发明实施例中可控子模块处于工作状态一时的电流流通路径图；

图6为本发明实施例中可控子模块处于工作状态二时的电流流通路径图。

图7为本发明所针对的LCC-HVDC拓扑两个阀臂换相过程中的等值电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的详细说明。

本发明提供了一种串入可控子模块的LCC-HVDC拓扑结构，该拓扑结构为在六脉动换流器 的阀臂上串联可控子模块；可控子模块的两个输出端并联均压回路。可控子模块包括电容和 依次连接的由二极管和IGBT组成的器件组。

上述器件组的数目为二；二极管和IGBT的数目分别为一。器件组的器件组一的IGBT的 集电极与二极管的正极连接；器件组的器件组二的IGBT的射极与二极管的负极连接；器件组 一的二极管的负极与器件组二的IGBT的集电极连接；器件组二的二极管的正极与器件组一的 IGBT的射极连接；电容的正极与负极分别连接在器件组一的二极管和器件组二的IGBT与器 件组二的二极管和器件组一的IGBT之间。器件组一的IGBT的集电极端和器件组二的IGBT的 射极端为可控子模块的连接端P和连接端N。

本发明提供的拓扑结构中的IGBT可采用多个IGBT并联结构的IGBT组；六脉动换流器的 六个阀臂上串联一个或多个所述可控子模块。

如图1所示，图1为本发明所针对的串入可控子模块的LCC-HVDC拓扑结构图；本发明提 供的一种LCC-HVDC拓扑结构为将可控子模块串联接入到原LCC-HVDC拓扑的阀臂中，通过控 制所述可控子模块中的各开关器件实现对可控子模块输出电压的控制，为换相过程提供了辅 助换相电压。

六个阀臂上还包括串联的晶闸管组，分别V₁、V₂、V₃、V₄、V₅、V₆六个晶闸管组。

该LCC-HVDC拓扑结构为在LCC-HVDC拓扑的阀臂中串联若干可控子模块，该可控子模块 的输出二端口并联均压回路。

该可控子模块包括两个IGBT、两个二级管和一个电容器，三种器件构成类似H桥结构； 二极管一的D₁、IGBT二T₂、二极管二D₂和IGBT－T₁依次连接。其中IGBT可采用多个并联结 构。

所述二极管一的负极与所述IGBT二的集电极连接，所述IGBT二的射极与所述二极管二 的负极连接，所述二极管二的正极与所述IGBT一的射极连接，所述IGBT一的集电极与所述 二极管一的正极连接；

所述电容的正极与负极分别连接在所述二极管一和所述IGBT二与所述二极管二和所述 IGBT一之间。

所述IGBT一的集电极端和所述IGBT二的射极端为所述可控子模块的连接端P和连接端 N。

可控子模块的工作状态

可控子模块的工作状态分为两种情况：

情况一：电流从连接端P流向连接端N时，所述可控子模块的工作状态包括：

A、IGBT一和IGBT二存在触发脉冲的工作状态一，电流通路为P-T1-C-T2-N(连接端 P-IGBT一-电容-IGBT二-连接端N)；

B、IGBT一和IGBT二均无触发脉冲的工作状态二，电流通路为P-D1-C-D2-N(连接端P- 二极管一-电容-二极管二-连接端N)；

C、仅IGBT一或仅IGBT二有触发脉冲的工作状态三，电流通路为P-T1-D2-N或P-D1-T2-N (连接端P-IGBT一-二极管二-连接端N或连接端P-二极管一-IGBT二-连接端N)。

情况二：当电流从连接端N流向连接端P时，电流通过所述可控子模块并联均压回路。

可控子模块工作状态一应用于交流系统故障时将开通阀臂的换相过程，此时可控子模块 输出负电容电压，电容被放电。

可控子模块工作状态二应用于交流系统故障时将关断阀臂的换相过程，此时可控子模块 输出正电容电压，电容被充电；

可控子模块工作状态三应用于交流系统正常运行或者交流系统故障时的非换相过程，此 时可控子模块输出零电压，电容被旁路。

结合图3-6对本发明的所述LCC-HVDC拓扑结构做进一步说明。

换流阀正常工作时，即故障时刻之前，仅给可控子模块的T1(T2)触发脉冲，可控子模块 处于工作状态三，此时可控子模块中的电容被旁路，电容电压不变。

当阀臂通过正向电流时，电流通路为P-T₁-D₂-N(P-D₁-T₂-N)，如图3所示；当阀臂通过反 向漏电流时，可控子模块开关管无法导通，电流通路为可控子模块的并联均压回路，如图4 所示。

结合图2进行说明，当交流系统发生故障时，对于已开通的阀臂n(n＝1，2，…，6)，在阀臂 关断过程之前的t₁时刻，触发可控子模块的开关管T₂(T₁)，使可控子模块切换为工作状态一， 电容提前放电，电流通路如图5所示。

t₂时刻，不触发可控子模块的开关管T₂(T₁)，使可控子模块切换为工作状态三，放电结束， 电容被旁路，电压保持不变。

t₃时刻阀臂关断过程开始，不触发可控子模块的开关管T₁(T₂)，使可控子模块切换为工作 状态二，其输出电压为u_C(t)，电容充电，电流通路如图6所示。

t₄时刻阀臂n完全关断，触发子模块的开关管T₁(T₂)，可控子模块切换为工作状态三。t₅时刻阀臂n开通过程开始，触发子模块的开关管T₂(T₁)，可控子模块切换为工作状态一，其 输出电压为-u_C(t)，电容放电。

t₆时刻阀臂n完全开通，不触发可控子模块开关管T₂(T₁)，可控子模块切换为工作状态三， t₆-t₇期间电容被旁路。

此后可控子模块工作状态重复t₃-t₄-t₅-t₆-t₇-t₃的过程，电容处于充放电交替进行的动态平 衡之中。

当交流系统正常运行时，所述可控子模块对换相电压不产生影响；交流系统故障期间， 所述可控子模块电容处于充放电的交替循环中，两换相阀臂的可控子模块共同提供辅助换相 电压。

同时，为了保护子模块开关管，使其耐压不超过额定值，当所述可控子模块处于所述工 作状态二时，若其电容电压达到额定值，则立刻切换为工作状态三，使电容被旁路，电容电 压保持不变。

故障清除后，待系统恢复正常运行时，所述可控子模块通过所述工作状态一和所述工作 状态二调整电容电压至额定值，为下次交流系统故障做好准备。

为防止可控子模块电容电压不受控制，威胁可控子模块的正常工作运行，或降低所述的 LCC-HVDC拓扑对换相失败的防御作用；本发明还提供了一种LCC-HVDC拓扑的充电初始电 压计算方法，充电初始电压基于LCC-HVDC拓扑中可控子模块的电容充放电特点给出。

本发明确定的充电初始电压能防止可控子模块电容电压不受控制，威胁可控子模块的正 常工作运行，而且能使子模块在换相过程中提供最大的换相电压，从而最大限度的提高所述 的LCC-HVDC拓扑对换相失败的防御作用，因此认为是最优初始电压。

如图2所示，图2为本发明所针对的LCC-HVDC拓扑中子模块工作状态切换说明图；可控 子模块串联接入原LCC-HVDC拓扑的三阀臂中，通过快速切换可控子模块的工作状态，可以控 制所述可控子模块的输出电压，为原LCC-HVDC拓扑提供辅助换相电压。为保护可控子模块开 关管，可控子模块电容的电压不应超出其额定电压。

图2中，电压波形1的初始电压过高，导致换相过程还未结束子模块电容就被旁路；电 压波形2的初始电压过低，导致换相过程结束时电容电压低于额定电压。

以上两种情况都无法为换相回路提供最大辅助换相电压，因此最优充电初始电压这一概 念，是基于所述LCC-HVDC拓扑中子模块电容的电压不超出其额定电压、且子模块的输出电压 为原LCC-HVDC拓扑提供的辅助换相电压最大所提出的。

图7为本发明所针对的LCC-HVDC拓扑两个阀臂换相过程中的等值电路图；由此确定可控 子模块电容的充放电过程满足如下关系式(1)、(2)、(3)：

$L_r\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{open}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-L_r\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{close}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=e\left(t\right)+u_{\mathrm{close}}\left(t\right)+u_{\mathrm{open}}\left(t\right)---\left(1\right)$

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{open}}\left(t\right)=-C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{open}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\\ i_{\mathrm{close}}\left(t\right)=C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{close}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\end{array}\right)---\left(2\right)$

i_open(t)+i_close(t)＝I_d      (3)

式中，L_r为等值换相电感，i_open(t)、i_c1ose(t)分别为将要开通、关断的阀臂流过的电流，_e(t) 为所述的两个阀臂承受的线电压，u_open(t)和u_close(t)分别为将要开通和关断的阀臂所对应子模 块的电容电压，C为子模块电容值，I_d为平均直流电流。

选取阀臂触发时刻为换相回路的初始状态，结合式(1)、(2)、(3)可得：

$-2L_{r}C\frac{d^2{u}_{\mathrm{close}}\left(t\right)}{d^{2}t}=\sqrt{2}U\sin (\mathrm{\omega t}+\alpha )+u_{\mathrm{open}}\left(t\right)+u_{\mathrm{close}}\left(t\right)---\left(4\right)$

$C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{close}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{open}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-=I_d---\left(5\right)$

式中，α为所述LCC-HVDC拓扑的将要关断阀臂的触发角，其值与原LCC-HVDC系统的触发 角γ相同。将要关断的阀臂初始直流电流为I_d，故初始条件为：

$C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{close}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}{|}_{t=0}=I_d---\left(6\right)$

对式(4)、(5)进行Laplace变换获得下式(7)、(8)：

$\sqrt{2}U\frac{s\sin \alpha +\omega \cos \alpha }{s^2+{\omega }^2}=-2L_{r}C[s^2{u}_{\mathrm{close}}\left(s\right)-{\mathrm{su}}_{\mathrm{close}}\left(0\right)-u_{\mathrm{close}}^{\prime }\left(0\right)]-u_{\mathrm{open}}\left(s\right)-u_{\mathrm{close}}\left(s\right)---\left(7\right)$

$C[{\mathrm{su}}_{\mathrm{close}}\left(s\right)-u_{\mathrm{close}}\left(0\right)-{\mathrm{su}}_{\mathrm{open}}\left(s\right)+u_{\mathrm{open}}\left(0\right)]=\frac{I_d}{s}---\left(8\right)$

式中，u_close(0)为所述最优充电初始电压；

将式(6)改写为：

$u_{\mathrm{close}}^{\prime }\left(0\right)=\frac{I_d}{C}---\left(9\right)$

由(7)、(8)、(9)解得：

$u_{\mathrm{close}}\left(s\right)=\frac{1}{L_r{\mathrm{Cs}}^2+1}[(L_r{\mathrm{Csu}}_{\mathrm{close}}\left(0\right)+L_r{L}_d)-\frac{1}{2s}(u_{\mathrm{open}}\left(0\right)-u_{\mathrm{close}}\left(0\right)-\frac{I_d}{\mathrm{Cs}})-\frac{U}{\sqrt{2}}\frac{s\sin \alpha +\omega \cos \alpha }{s^2+{\omega }^2}]---\left(10\right)$

最后对式(10)进行Laplace逆变换，得到该方程的时域解：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{close}}\left(t\right)=\frac{u_{\mathrm{open}}\left(0\right)}{2}(\cos \frac{\mathrm{\omega t}}{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}-1)+\frac{u_{\mathrm{close}}\left(0\right)}{2}(1+\cos \frac{\mathrm{\omega t}}{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}})+\frac{I_d}{2}(\sqrt{\frac{X_r}{\mathrm{\omega C}}}\sin \frac{\mathrm{\omega t}}{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}+\frac{\mathrm{\omega t}}{\mathrm{\omega C}})-\\ \frac{U}{\sqrt{2}(X_r\mathrm{\omega C}-1)}[\sin \alpha \cos \frac{\mathrm{\omega t}}{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}+\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}\cos \alpha \sin \frac{\mathrm{\omega t}}{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}-\sin (\mathrm{\omega t}+\alpha )]\end{array}\right)---\left(11\right)$

式中，u_open(0)为将要开通阀臂的子模块电容初始电压，可取为额定值。换相过程结束时：

ωt＝μ＝π-α-γ      (12)

式中，γ为所述LCC-HVDC拓扑的将要关断阀臂的关断角，其值与原LCC-HVDC系统的关断 角γ相同。将式(12)代入式(11)，可求得所述最优充电初始电压：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{close}}\left(0\right)=-\{u_{\mathrm{open}}\left(0\right)(\cos \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}-1)+I_d(\frac{\mu }{\mathrm{\omega C}}+\sqrt{\frac{X_r}{\mathrm{\omega C}}}\sin \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}})-[\sin \alpha \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}+\\ \sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}\cos \alpha \sin \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}-\sin (\mu +\alpha )]\frac{\sqrt{2U}}{(X_1\mathrm{\omega C}-1)}-2u_{\mathrm{close}}\left(t\right){|}_{t=\mu /\omega }\}/(1+\cos \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}})\end{array}\right)---\left(13\right)$

式中，u_close(t)|_t=m/w为阀臂完全关断后的子模块电容电压。

换相电抗X_r、电容C为常数，由式(12)、(13)可知，u_close(0)与换相过程(即指将要关 断的阀臂的关断过程)中的交流系统线电压有效值U、平均直流电流I_d、触发角α、关断角γ 密切相关。

上述线电压有效值指将要关断阀臂的关断过程中，所对应的交流系统线电压有效值。

上述平均直流电流指关断过程中的平均直流电流。由于所检测的将要关断阀臂的关断过 程中，直流电流是变化的，因此这里取的是直流电流的平均值。

上述触发角指将要关断的阀臂在关断过程的触发角。

上述关断角指将要关断的阀臂在关断过程的关断角。

确定所涉及物理量，包括交流系统线电压有效值U、平均直流电流I_d、触发角α、关断 角γ。

由于所述最优充电初始电压u_close(0)需在关断过程开始之前确定；但所述最优充电初始电 压u_close(0)所对应关断过程中的交流系统线电压有效值U、直流电流I_d、触发角α、关断角γ 无法提前测出。因此需要对所涉及物理量进行精确地预估，包括以下步骤：

I、对所述交流系统线电压有效值U进行精确地预估，其预估方法为：

运用基于sin-cos分量检测相电压幅值的方法，该方法具有良好的暂态响应特性；sin-cos 分量检测的相关公式为：

式中，θ为所述交流系统线电压的相角，ω=dθ/dt，为所述交流系统线电压的初始相位角； a、b为所述交流系统线电压的正弦、余弦分量幅值。

运用所述方法来实时测量交流故障后线电压有效值U。

以附图2中的阀n为例，电压幅值测取时刻为下一个顺序开通阀的触发脉冲P_n+1后50°， 即理想情况下该阀臂关断过程开始之前10°。

II、对所述平均直流电流I_d进行精确地预估，其预估方法为：

考虑到在平波电抗器的作用下I_d不会突变，在短时间内可将其线性化。

采用以下方法对I_d进行预估。

以附图2中的阀n为例，在下一个顺序开通阀的触发脉冲P_n+1后0°、10°、20°、30°、40°、 50°(即理想情况下该阀臂完全关断之前60°、50°、40°、30°、20°、10°)时刻，测得6个直 流电流瞬时值I_di(i＝0，1，...，5)。

LCC-HVDC拓扑中直流电流波动的周期为30°，与原LCC-HVDC中直流电流波动的周期相同。 故I_d0和I_d3、I_d1和I_d4、I_d2和I_d5分别为不同波动周期相对位置相同的三组直流电流。将直流电流 线性化，可得该阀臂关断过程开始时刻起的0°、10°、20°所对应的直流电流瞬时值 I_di(i＝6，7，8)：

$\left(\begin{array}{c}{I}_{d6}=I_{d3}+(I_{d3}-I_{d0})\\ I_{d7}=I_{d4}+(I_{d4}-I_{d1})\\ I_{d8}=I_{d5}+(I_{d5}-I_{d2})\end{array}\right)---\left(15\right)$

最后取平均值得到关断过程中的平均直流电流：

$I_d=\frac{1}{3}[2(I_{d3}+I_{d4}+I_{d5})-(I_{d2}+I_{d1}+I_{d0})]---\left(16\right)$

III、对所述触发角α与所述关断角γ进行精确地预估，其预估方法为：

由于同一相两个阀臂的换相电压为同一线电压，二者的换相过程相似，因此计算阀臂子 模块u_close(0)时可以采用同相另一阀臂刚结束的关断过程中测量得到的α和γ值。

运用上述方法对所述最优充电初始电压的表达式中所涉及物理量进行精确地预估。

将计算最优充电初始电压所涉及物理量，包括交流系统线电压有效值U、平均直流电流I_d、 触发角α、关断角γ的精确地预估结果代入式(13)，即可获得出所述最优充电初始电压 u_close(0)。

根据以上分析，本发明具体给出一种可控子模块的充电初始电压确定方法，该方法包括 以下步骤：

I、确定所述可控子模块电抗值X_r、电容值C、将要关断阀臂的关断过程中，所对应的交 流系统线的电压有效值U、平均直流电流I_d、将要关断阀臂的触发角α和将要关断阀臂的关断 角γ；

II、确定所述可控子模块的充电初始电压。

步骤I中，运用基于sin-cos分量检测相电压幅值方法确定将要关断阀臂的关断过程中， 所对应的交流系统线电压有效值U，如下式确定电压有效值U：

式中，ω＝dθ/dt，θ为所述交流系统线电压的相角；为所述交流系统线电压的初始相位角； α、b为所述交流系统线电压的正弦、余弦分量幅值。

步骤I中，如下式确定直流电流I_d：

$\left(\begin{array}{c}{I}_{d6}=I_{d3}+(I_{d3}+I_{d0})\\ I_{d7}=I_{d4}+(I_{d4}+I_{d1})\\ I_{d8}=I_{d5}+(I_{d5}+I_{d2})\\ I_d=\frac{1}{3}[2(I_{d3}+I_{d4}+I_{d5})-(I_{d2}+I_{d1}+I_{d0})]\end{array}\right)$

式中，I_d0和I_d3、I_d1和I_dd、I_d2和I_d5分别为不同波动周期相对位置相同的三组直流电流。

步骤I中，确定所述将要关断阀臂的触发角α和所述将要关断阀臂的关断角γ的确定方法 为：采用同相上另一阀臂刚结束的关断过程中测量得到的触发角α和关断角γ作为将要关断阀 臂的所述可控子模块的所述将要关断阀臂的触发角α和所述将要关断阀臂的关断角γ。

步骤II包括：

确定换相过程结束时ωt＝μ＝π-α-γ，其中，α为所述LCC-HVDC拓扑的将要关断阀臂的 触发角，γ为所述LCC-HVDC拓扑的将要关断阀臂的关断角；ω＝dθ/dt，θ为所述交流系统线 电压的相角；

如下式确定充电初始电压：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{close}}\left(0\right)=-\{u_{\mathrm{open}}\left(0\right)(\cos \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}-1)+I_d(\frac{\mu }{\mathrm{\omega C}}+\sqrt{\frac{X_r}{\mathrm{\omega C}}}\sin \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}})-[\sin \alpha \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}+\\ \sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}\cos \alpha \sin \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}}-\sin (\mu +\alpha )]\frac{\sqrt{2U}}{(X_1\mathrm{\omega C}-1)}-2u_{\mathrm{close}}\left(t\right){|}_{t=\mu /\omega }\}/(1+\cos \frac{\mu }{\sqrt{X_r\mathrm{\omega C}}})\end{array}\right)$

式中，u_open(0)为将要开通阀臂的所述可控子模块电容初始电压；u_close(t)|_t=m/w为阀臂完全 关断后的子模块电容电压；C为电容值；X_r为电抗值；U为待关断阀臂的关断过程中，所对 应的交流系统的线电压有效值；I_d为将要关断的阀臂在关断过程中的平均电流。

最后应当说明的是：以上实施例仅用于说明本申请的技术方案而非对其保护范围的限制， 尽管参照上述实施例对本申请进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：本领域 技术人员阅读本申请后依然可对申请的具体实施方式进行种种变更、修改或者等同替换，但 这些变更、修改或者等同替换，均在申请待批的权利要求保护范围之内。