一种流水线ADC级间增益校准方法

摘要

本发明提供了一种流水线ADC级间增益校准方法。在芯片流片后，首先，根据级间增益测量方案对待校准流水级的实际增益进行测量；其后，利用得到的实际增益值，结合补偿电路结构，确定需要的补偿电容值；接下来，将确定的补偿电容值转换为相应的校准信号固化在流水线ADC的芯片中；最后，在流水线ADC的正常转换模式下，补偿电路根据校准信号对待校准级的级间增益误差进行补偿，完成校准。根据本发明的方法不会影响ADC的正常转换过程，电路消耗小，且可实现高精度的校准。

说明书

技术领域

本发明涉及一种流水线模/数转换器(以下简称ADC)级间增益校准方法，主要用于对流水级级间增益放大器的增益误差进行校准，属于混合信号集成电路技术领域。 

背景技术

现代通信系统需要高速高精度的ADC。ADC的高精度可以防止失真和丢失弱信号的现象，而高速ADC的应用则可以减少系统的变频次数。在各种结构的ADC中，流水线型ADC以其在精度、速度、功耗三者之间的优异折衷特性成为了高性能ADC的热门研究结构。 

流水线ADC的转换精度受到电路中各类误差的限制。系统中主要的误差源包括：噪声、时钟抖动、电容失配、运算放大器有限增益、运算放大器建立误差、比较器失调电压、开关非线性、电荷注入及时钟溃通。其中，电容失配、运算放大器有限增益、运算放大器建立误差最终都会造成流水级的级间增益放大器增益出现误差，级间增益误差是限制流水线ADC转换精度的最主要因素。若不采用校准技术，转换器的精度将被限制在10比特以内。 

尤其随着流水线ADC精度和速度的提高，前端流水级越来越倾向使用每级多比特结构，这样，级间增益放大器的增益随着每级分辨比特数的增加而提高，相应反馈系数也会提高，增大了放大器设计难度的同时也意味着放大器的增益误差会更大。因此，针对此误差的校准技术在高精度流水线ADC的设计中是必需的精度保证手段。 

如图1所示为流水线ADC的系统框图。流水线ADC由采样保持电路和多个低精度的流水级组成。在每一个流水级中，子ADC对输入信号进行量化，得到数字输出码，同时子DAC（子数/模转换器）将子ADC的量化结果转化为模拟量，之后将此模拟量从输入中减掉，放大后作为残差信号从流水级输出给下一级进 行处理。这里，子DAC功能、减法功能、放大功能由一个开关电容电路实现，称为MDAC电路，级间增益放大器作为MDAC电路的一部分实现放大功能。 

如图2所示为流水级的级间增益放大器电路示意图。放大器采用开关电容放大器结构，采样电容C_S和反馈电容C_F的比例决定了放大器的理想增益G，表达式如公式1所示。 

$G=\frac{C_S}{C_F}---\left(1\right)$

在上式基础上考虑有限运算放大器增益误差和电容失配误差。首先，假使运算放大器增益为A，则G表达式如公式2；在此基础上，假设C_F有误差ΔC，则增益G表达式如公式3。 

$G=\frac{C_S}{C_F}·(1-\frac{C_S+C_F}{A·C_F})---\left(2\right)$

$G=\frac{C_S}{C_F+\mathrm{\Delta C}}·(1-\frac{C_S+C_F+\mathrm{\Delta C}}{A·(C_F+\mathrm{\Delta C})})---\left(3\right)$

可以看到，在各误差的作用下，级间放大器的增益偏离了理想值，会严重限制ADC的转换精度。现有的级间增益校准技术，或者是在电路中需要额外的复制流水级来测试误差，大量增加了电路消耗；或者是后台校准，会影响ADC的正常转换，且限制ADC的转换速度。 

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种流水线ADC级间增益校准方法，其针对流水线ADC级间增益误差，实现了利用低电路消耗实现高精度校准的目的，不仅提高了流水线ADC的线性度及其动态范围，而且不影响ADC的正常数据转换过程。 

本发明解决上述技术问题的技术方案包括： 

一种流水线ADC级间增益校准方法，包括以下步骤： 

（1）初始化流水线ADC的输入信号Vin，使待校准增益的第i级流水级的输入信号Vin_i处于该流水级转换区间的除最高转换区间外的任意位置； 

（2）以斜坡信号形式，缓慢增加流水线ADC的输入信号Vin，监测第i级流水级的最低位数字输出D_i_0，当D_i_0第一次发生跳变时，记录下此时流水线ADC的输入V_{in_x1}和输出D_{out_y1}； 

（3）继续缓慢增加流水线ADC的输入信号Vin，当第i级流水级的最低位数字输出D_i_0发生与步骤（2）反相的跳变时，记录下此时流水线ADC的输入V_{in_x2}和输出D_{out_y2}； 

（4）根据步骤（2）和（3）中得到的流水线ADC的输入V_{in_x1}、V_{in_x2}和输出D_{out_y1}、D_{out_y2}，并利用下面的公式确定待校准增益的第i级流水级的实际增益Gr_i， 

$\mathrm{Gr}\_i=\frac{(D_{\mathrm{out}\_y2}-D_{\mathrm{out}\_y1})·V_{\mathrm{FS}}}{(2^N-1)·(V_{\mathrm{in}\_x2}-V_{\mathrm{in}\_x1})},i=1,$或 

$\mathrm{Gr}\_i=\frac{(D_{\mathrm{out}\_y2}-D_{\mathrm{out}\_y1})·V_{\mathrm{FS}}}{(2^N-1)·(V_{\mathrm{in}\_x2}-V_{\mathrm{in}\_x1})·\underset{j=1}{\overset{i-1}{\Pi }}G\_j},i=2,···,n$

其中，V_FS为流水线ADC的满量程输入范围，N为流水线ADC的分辨率，为第i级流水级的理想增益值，Gr_i为第i级流水级的实际增益，n为流水线ADC采用的流水级级数； 

(5)在待校准增益的第i级流水级的级间增益放大器电路中连接第一和第二补偿电路，所述第i级流水级的级间增益放大器电路包括一运算放大器，所述第一和第二补偿电路相对于所述运算放大器对称地布置在所述运算放大器的正输入端侧和负输入端侧；所述第一补偿电路包括第一可调电容和第一选择器，第二补偿电路包括第二可调电容和第二选择器，其中，所述第一可调电容和第二可调电容具有相同的电容值C_{b_i}，所述第一选择器和第二选择器为同样的二选一选择器，并且其中， 

所述第一可调电容的远离所述第一选择器的第一端与运算放大器的正输入端连接，其靠近所述第一选择器的第二端与所述第一选择器的输出端连接；所 述第一选择器的第一输入端连接流水级的正输出端,第二输入端连接流水级的负输出端，选择端连接校准信号，当所述校准信号为高电平时，所述第一选择器的输出端输出所述第一选择器的第二输入端的信号，而当所述校准信号为低电平时，所述第一选择器的输出端输出所述第一选择器的第一输入端的信号； 

所述第二可调电容的远离所述第二选择器的第一端与运算放大器的负输入端连接，其靠近所述第二选择器的第二端与所述第二选择器的输出端连接；所述第二选择器的第一输入端连接流水级的负输出端，第二输入端连接流水级的正输出端，选择端连接所述校准信号，当所述校准信号为高电平时，所述第二选择器的输出端输出所述第二选择器的第二输入端的信号，而当所述校准信号为低电平时，所述第二选择器的输出端输出所述第二选择器的第一输入端的信号； 

所述第一可调电容和第二可调电容具有相同的电路结构，即，包括并联连接的相同数量的补偿分支电路，每个补偿分支电路包括一分支电容和一分支选择器，各个补偿分支电路中的分支选择器为相同的二选一选择器，而依次并联连接的各个补偿分支电路中的分支电容的值满足：对相邻的两个补偿分支电路中的两个分支电容，顺序在后的分支电容的值是前面分支电容的值的两倍；在每个补偿分支电路中，分支电容的靠近分支选择器的第二端连接至分支选择器的输出端，分支选择器的第一输入端接地,其选择端连接控制该分支选择器所在补偿分支电路的分支校准信号，并且所述第一可调电容和第二可调电容的相对应的补偿分支电路中的分支选择器的选择端连接相同的分支校准信号，当分支校准信号为高电平时，分支选择器的输出端输出其第二输入端的信号，而当分支校准信号为低电平时，分支选择器的输出端输出其第一输入端的信号； 

在所述第一可调电容的每个补偿分支电路中，分支电容的远离分支选择器的第一端并联连接在一起作为所述第一可调电容的第一端，其分支选择器的第二输入端并联连接在一起作为所述第一可调电容的第二端；并且 

在所述第二可调电容的每个补偿分支电路中，分支电容的远离分支选择器的第一端并联连接在一起作为所述第二可调电容的第一端，其分支选择器的 第二输入端并联连接在一起作为所述第二可调电容的第二端； 

（6）根据步骤（4）中确定的待校准增益流水级的实际增益Gr_i与理想增益G_i，结合步骤（5）中连接有第一和第二补偿电路的第i级流水级的级间增益放大器电路，得到以下公式，利用该公式确定补偿所需的补偿电容值C_{b_i}， 

${(-1)}^{F_0}·C_{b\_i}=C_S·(\frac{1}{G\_i}-\frac{1}{\mathrm{Gr}\_i})$

式中，C_{b_i}为第i级流水级需要的补偿电容值，C_S为采样电容值，C_F为反馈电容值，F₀为连接至所述第一和第二选择器的校准信号，F₀的值为0或1； 

（7）根据步骤（6）中确定的第i级流水级需要的补偿电容值C_{b_i}，并结合下面的公式，确定分支校准信号F₁-F_m的值，并将这些分支校准信号F₁-F_m的值以及前述的校准信号F₀的值存储在流水线ADC的芯片中； 

$C_{b\_i}=F_1·C_0+F_2·2·C_0+...+F_m·2^{m-1}·C_0=\underset{k=1}{\overset{m}{\Sigma }}{F}_k·2^{k-1}·C_0$

式中，m为第一和第二可调电容中并联的补偿分支电路的数量；C₀为并联的补偿分支电路中的分支电容的单位电容值，即，第一个补偿分支电路中的分支电容的值为C₀，第二个补偿分支电路中的分支电容的值为2C₀，第三个补偿分支电路中的分支电容的值为4C₀，以此类推；F₁.....F_m分别表示连接至第一至第m个补偿分支电路中的分支选择器的选择端的分支校准信号；以及 

（8）在流水线ADC正常工作时，根据步骤（7）中确定的分支校准信号F₁-F_m以及校准信号F₀的值对待校准的第i级流水级的级间增益误差进行补偿。 

优选地，在执行步骤（5）之前，重复执行步骤（2）-（4）M次，并对每次计算得到的流水级实际增益值求平均值，并根据该平均值执行后面的步骤（6）-（8）。 

与现有技术相比，根据本发明的流水线ADC级间增益校准方法具备有益的技术效果： 

1、作为厂家校准的一种，它不会影响ADC的正常转换过程； 

2、仅需将ADC内部流水级电路的最低位数字输出信号引出到芯片管脚，即可对该流水级的级间增益放大器进行测量，电路消耗很小； 

3、补偿电路中的可变电容由多个分支电容阵列组成，增加分支电容的个数，并减小单位分支电容的大小即可实现小步长的补偿，有效提高了补偿精度。 

附图说明

图1是根据本发明的流水线ADC的系统框图； 

图2（a）和图2（b）是根据本发明的流水级放大器的结构示意图； 

图3（a）和图3（b）是根据的本发明的流水线ADC的流水级传递曲线图； 

图4是根据本发明的连接第一和第二补偿电路之后的待校准增益流水级的级间增益放大器电路补偿原理示意图；以及 

图5（a）和图5（b）是根据本发明的第一和第二补偿电路的电路连接示意图。 

具体实施方式

下面将结合附图和具体实施例对根据本发明的流水线ADC级间增益校准方法做进一步详细的说明。 

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合实例和附图对本发明做进一步的详细说明。在此本发明的示意性实施例及说明用于解释和说明，但不作为本发明的限定。 

本发明的流水线ADC级间增益校准方法中，在芯片流片后，首先，根据级间增益测量方案对待校准流水级的实际增益进行测量；其后，利用得到的实际增益值，结合补偿电路结构，确定需要的补偿电容值；接下来，将确定的补偿电容值转换为相应的校准信号固化在流水线ADC的芯片中；最后，在流水线ADC的正常转换模式下，补偿电路根据校准信号对待校准级的级间增益误差进行补偿，完成校准。 

如图3（a）和图3（b）所示是一个3比特的流水级转换特性图，我们将以此流水级（假设该流水级为第i级）为例对根据本发明的流水线ADC级间增益校准方法进行阐述。 

当流水级的模拟输入信号位于不同的转换区间时，流水级相应的数字输出也如图中标注所示。可以看到，相邻的转换区间输出数字码的最低位D_i_0交替为0或1，本发明的校准方法即利用此特性进行增益的测量。在电路设计中，将待校准流水级的最低位数字输出D_i_0连至芯片输出端口，在测试模式下，从外部对此信号进行检测。 

首先，初始化流水线ADC的输入信号Vin，使待校准增益的第i级流水级的输入信号Vin_i处于该流水级转换区间的除最高转换区间外的任意位置，如S点。 

之后，以斜坡信号（Ramp）形式，缓慢增加流水线ADC的输入信号Vin，监测待校准的第i级流水级的最低位数字输出D_i_0，当D_i_0第一次发生跳变时（可以是从0跳变到1，或者是从1跳变到0），即为A点，记录下此时流水线ADC的输入V_{in_x1}和输出D_{out_y1}。 

接下来，继续缓慢增加流水线ADC的输入信号Vin，当D_i_0发生与步骤（2）反相的跳变时（从1跳变到0，或者从0跳变到1），记录下此时流水线ADC的输入V_{in_x2}和输出D_{out_y2}。 

之后，根据前面记录的流水线ADC的输入V_{in_x1}、V_{in_x2}和输出D_{out_y1}、D_{out_y2}，由下面的公式4计算确定待校准增益的第i级流水级的实际增益Gr_i。 

$\mathrm{Gr}\_i=\frac{(D_{\mathrm{out}\_y2}-D_{\mathrm{out}\_y1})·V_{\mathrm{FS}}}{(2^N-1)·(V_{\mathrm{in}\_x2}-V_{\mathrm{in}\_x1})},i=1$

$\mathrm{Gr}\_i=\frac{(D_{\mathrm{out}\_y2}-D_{\mathrm{out}\_y1})·V_{\mathrm{FS}}}{(2^N-1)·(V_{\mathrm{in}\_x2}-V_{\mathrm{in}\_x1})·\underset{j=1}{\overset{i-1}{\Pi }}G\_j},i=2,···,n---\left(4\right)$

其中，V_FS为流水线ADC的满量程输入范围，N为流水线ADC的分辨率，为第一级到第i级流水级的理想增益值的乘积，Gr_i是第i级流水级的实际增益，n为流水线ADC采用的流水级级数。 

为避免偶发性误差干扰最终的测量精度，可以继续缓慢增大流水线ADC的 输入信号Vin，并重复步骤（2）、（3）、（4），计算出每段转换区间的斜率，求平均得到更精确的流水级实际增益Gr_i。每重复一次步骤（2）、（3）、（4）得到一个流水级增益值Gr_i_j（其中，j表示重复步骤（2）-（4）的次数），经过M次循环后，第i级流水级的实际增益平均值由公式得到。 

结合上面的公式（3），可以得到第i级流水级的实际增益如下面的公式（5）。测量得到Gr_i后，此等式包含ΔC和A两个变量。 

$\frac{C_S}{C_F+\mathrm{\Delta C}}·(1-\frac{C_S+C_F+\mathrm{\Delta C}}{A·(C_F+\mathrm{\Delta C})})=\mathrm{Gr}\_i---\left(5\right)$

接下来计算连入补偿电路后的流水级增益值。 

如图4所示是增益误差补偿原理示意图。补偿电路由可调电容C_b-i和相应的控制电路组成，它与流水级结合实现补偿功能。由于流水级采用全差分运算放大器，因此，需要两个补偿电路，即第一补偿电路和第二补偿电路。两个补偿电路相同，都包括一个可调电容（分别称为第一可调电容和第二可调电容）和一个二选一选择器（分别成为第一选择器和第二选择器）作为控制电路。两个补偿电路相对于流水级的运算放大器对称地布置。其中，在第一补偿电路中，第一可调电容的远离第一选择器的第一端与运算放大器的正输入端OP+连接，其靠近第一选择器的第二端与第一选择器M1的输出端连接。第一选择器M1的第一输入端IN1连接流水级的正输出端V_out+，第二输入端IN2连接流水级的负输出端V_out-，其选择端S连接外部的校准信号F₀。当外部的校准信号为高电平“1”时，第一选择器M1的输出端输出第一选择器的第二输入端的信号，而当校准信号为低电平“0”时，第一选择器的输出端输出第一选择器的第一输入端的信号。 

在第二补偿电路中，第二可调电容的远离第二选择器M2的第一端与运算放大器的负输入端OP-连接，其靠近第二选择器M2的第二端与第二选择器M2的输出端连接。第二选择器M2的第一输入端IN1连接流水级的负输出端V_out-，第 二输入端IN2连接流水级的正输出端V_out+，选择端S连接所述外部的校准信号F₀。当校准信号为高电平时，第二选择器的输出端输出第二选择器的第二输入端的信号，而当校准信号为低电平时，第二选择器的输出端输出第二选择器的第一输入端的信号。 

上述的第一选择器M1和第二选择器M2的选择端S均连接校准信号F₀。 

当流水级处于采样相位时（如图2(a)所示），运算放大器的差分输入与差分输出端如图2（a）所示均处于短接状态，两输入端电压相同且为常数，两输出端电压也相同且为常数，因此，两条差分通路上反馈电容C_F和补偿电容C_{b_i}两极板所接电平值相同，不影响采样电容C_S采样差分输入。 

在流水级处于放大相位时（如图2(b)所示），根据电荷守恒定律得到补偿后第i级流水级的增益Gc_i如下面的公式6。其中，C_S为采样电容，C_F为反馈电容，ΔC是C_F的失配误差，F₀为校准信号（数字信号），C_b-i为补偿电容值。 

$\mathrm{Gc}\_i=\frac{C_S}{C_F+\mathrm{\Delta C}+{(-1)}^{F_0}·C_{b\_i}}·(1-\frac{C_S+C_F+\mathrm{\Delta C}+{(-1)}^{F_0}·C_{b\_i}}{A·(C_F+\mathrm{\Delta C}+{(-1)}^{F_0}·C_{b\_i})})---\left(6\right)$

可以看到，由于运算放大器增益A与电容值相比非常大， 近似为1，因此，C_b-i主要是通过直接对C_F进行补偿来实现对增益的校准。 

我们的校准目标是，令补偿后的第i级流水级的增益Gc_i等于流水级的理想增益G_i，如下面的公式，这样就完成了校准。 

$\frac{C_S}{C_F+\mathrm{\Delta C}+{(-1)}^{F_0}·C_{b\_i}}·(1-\frac{C_S+C_F+\mathrm{\Delta C}+{(-1)}^{F_0}·C_{b\_i}}{A·(C_F+\mathrm{\Delta C}+{(-1)}^{F_0}·C_{b\_i})})=C\_i---\left(7\right)$

结合公式5，可以得到两个关于ΔC、A和C_b的等式。根据两个等式计算得到补偿电容C_b-i的值，就可以对第i级流水级的增益误差进行补偿了。 

下面介绍如何根据这两个等式得到应该补偿的C_b-i的值。由于等式只有两个，而未知量有三个，因此，无法通过计算直接得到应补偿电容C_b-i值的解析解。 鉴于运算放大器的增益A非常大，公式5中的和公式7中的 近似为1，忽略该项可去掉一个变量A，这样，变量只有两个，可以计算出最终需补偿的C_b-i值。 

首先，忽略公式5和公式7括号中的误差项与 得到下面的公式8和公式9，计算得到补偿电容C_b-i，校准信号F₀决定了补偿电容C_b-i的补偿方向，当时，校准信号F₀应为低电平“0”，当时，校准信号F₀应为高电平“1”。 

$\mathrm{Gr}\_i=\frac{C_S}{C_F+\mathrm{\Delta C}}---\left(8\right)$

$G\_i=\frac{C_S}{C_F+\mathrm{\Delta C}+{(-1)}^{F_0}{C}_b}---\left(9\right)$

${(-1)}^{F_0}·C_{b\_i}=C_S·(\frac{1}{G\_i}-\frac{1}{\mathrm{Gr}\_i})---\left(10\right)$

如图5（a）和图5（b）所示是第一和第二可调电容的电路连接图，图5（a）和图5（b）分别是与运算放大器的两个差分输入端连接的第一和第二可调电容的电路连接图。 

如图5（a）所示是与运算放大器的正输入端OP+连接的第一可调电容的电路连接图。第一可调电容包括m个并联连接的补偿分支电路，每个补偿分支电路包括一分支电容和一分支选择器，各个分支电路中的分支电容的电容值分别是C₀、2C₀、4C₀、...、2^m-1C₀，呈2进制权重分布，其中C₀为并联的补偿分支电路中的分支电容的单位电容值。各个分支电路中所有分支电容的远离选择器的第一端连接在一起，作为第一可调电容的第一端，与运算放大器的正输入端OP+连接；而其靠近分支选择器的第二端则各自与其所在分支电路的选择器 的输出端连接。即，如图5（a）所示，第一个分支电容C₀的一个极板与运算放大器的正输入端OP+连接，另一个极板与其所在分支电路上的分支选择器MUX(1)的输出端连接，第二个分支电容2C₀的一个极板与运算放大器的正输入端OP+连接，另一个极板与其所在分支电路上的分支选择器MUX(2)的输出端连接，依此类推。在每个补偿分支电路中，分支选择器MUX(1)、MUX(2)、MUX(m)的第一输入端IN1相连并接地，第二输入端IN2也连接在一起作为第一可调电容的第二端与第一选择器M1的输出端连接。而第一选择器M1的两个输入端IN1和IN2分别与第i级流水级的两个输出端V_out+、V_out-连接。这里，各个分支选择器MUX(1)、MUX(2)、…、MUX(m)的选择端S分别由分支校准信号F₁、F₂、…、F_m控制，而第一选择器M1的选择端由校准信号F₀控制。当分支校准信号为高电平时，分支选择器的输出端输出其第二输入端的信号，而当分支校准信号为低电平时，分支选择器的输出端输出其第一输入端的信号。 

如图5（b）所示是与运算放大器的负输入端OP-连接的第二可调电容的电路连接图。第二可调电容同样包括m个并联连接的补偿分支电路。与第一可调电容相同，每个补偿分支电路包括一分支电容和一分支选择器，各个分支电路中的分支电容的电容值分别是C₀、2C₀、4C₀、...、2^m-1C₀，呈2进制权重分布，其中，C₀为并联的补偿分支电路中的分支电容的单位电容值。各个分支电路中所有分支电容的远离选择器的第一端连接在一起，作为第二可调电容的第一端，与运算放大器负输入端OP-连接，而其靠近分支选择器的第二端则各自与其所在分支电路的选择器输出端连接。即，如图5（b）所示，第一个分支电容C₀的一个极板与运算放大器的负输入端OP-连接，另一个极板与其所在分支电路上的分支选择器MUX(m+1)的输出端连接，第二个分支电容2C₀的一个极板与运算放大器的负输入端OP-连接，另一个极板与其所在分支电路上的分支选择器MUX(m+2)的输出连接，依此类推。在每个补偿分支电路中，分支选择器MUX(m+1)、MUX(m+2)、MUX(m+m)的第一输入端IN1相连并接地，第二选择端IN2也连接在一起作为第二可调电容的第二端与第二选择器M2的输出端连接。而第 二选择器M2的两个输入端IN1和IN2分别与第i级流水级的两个输出端V_out-、V_out+连接。这里，各个分支选择器MUX(m+1)、MUX(m+2)、…、MUX(m+m)的选择端S分别由与第一可调电容对应的相同的分支校准信号F₁、F₂、…、F_m控制，而第二选择器M2的选择端由校准信号F₀控制。当分支校准信号为高电平时，分支选择器的输出端输出其第二输入端的信号，而当分支校准信号为低电平时，分支选择器的输出端输出其第一输入端的信号。 

当分支校准信号F₁、F₂、…、F_m控制使分支电容的一个极板接地，就意味着该分支电容不连入补偿电路中，可调电容的值C_b-i表达式如下。 

$C_{b\_i}=F_1·C_0+F_2·2·C_0+...+F_m·2^{m-1}·C_0=\underset{k=1}{\overset{m}{\Sigma }}{F}_k·2^{k-1}·C_0---\left(11\right)$

如果校准需要较高的补偿精度，则可以选择大的m值，即增加分支电容阵列的分支电容的个数，同时，减小单位电容值C₀。如果补偿精度要求相对较低，则可以减少分支电容阵列的分支电容的个数。 

由此，根据计算得到的补偿电容值C_b-i，即可得到分支校准信号F₁、F₂、…、F_m。将所有校准信号F₀、F₁、F₂、…、F_m固化在芯片中后，在ADC正常转换模式下，补偿电路即可根据校准码对待校准级的级间增益误差进行补偿，完成校准。 

需要说明的是，对于本领域技术人员能够理解的是，在上面的描述中未详细描述的内容，如，通过导线将相应部件电连接在一起，或者待校准流水级的除运算放大器外的其它电路结构，是本领域技术人员结合本说明书公开的内容以及现有技术能够容易地实现的，因此，在本说明书中不做详细描述。 

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非用来限制本发明的保护范围。对于本领域的技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，可以对本发明做出若干的修改和替换，所有这些修改和替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。