一种基于大数判决的PN码FFT并行捕获方法

摘要

该发明属于无线通信技术中的PN码FFT并行捕获方法，包括：发射端的短伪码集的生成，生成基带调制信号，上变频处理及信号发射；接收端的短伪码集的生成，信号接收及下变频处理，频域匹配求相关，大数判决。该发明由于将长伪码转换为G个短伪码，各短伪码级联相连、生成短伪码集；接收机同时采用相同的级联方式的短伪码集以进行频域匹配相关处理，然后采用基于码片延迟的大数判决；从而具有对信道噪声的敏感度不大，捕获时不需精确的信道估计且捕获的准确性高，利用大数判决又提高了判决准则的强壮性等特点。在瑞利信道中当该发明的捕获概率为95%时所需信噪比约-13dB，较背景技术所需信噪比约-1dB，其信噪比的增益提高约12dB左右。

说明书

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体而言是涉及直接序列扩频（DSSS）通信系统中一种基于大数判决的PN码FFT(Fast Fourier Transform)并行捕获判决方法。

背景技术

在扩频通信系统中，要正确进行解扩，必须进行伪码同步，即在接收端产生一个与发送端同步的伪码，并跟随发送端伪码的变化而变化（即相位与速率相同）。伪码同步是扩频系统的关键，它分为两个阶段：捕获（粗同步）与跟踪（精同步）。其中捕获是同步问题中最难解决的问题，其性能好坏直接决定扩频通信系统的可靠性和有效性，它的作用主要是捕获伪码，使接收机与发射机伪码的相位相差小于1个码片。

对直扩信号的捕获，主要是利用伪码良好自相关特性，在本地生成与发送信息相同的伪随机码序列，并将两者进行相关运算，得到相关值，在所有的相关值中，选出自相关函数峰值与捕获门限进行比较，来判定捕获过程是否成功。若要在一个伪码周期内同时搜索所有的码相位单元，就需要循环移动本地伪码相位与接收码进行相关，当本地码与接收到的伪码相位完全一致时产生最大相关峰值。这种循环卷积的过程可以用下式表示:

$>\left(\begin{array}{cc}R\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}r\left(n\right)c(n+m)& m=\mathrm{0,1},···,L-1\end{array}\right)$>

上式中，r(n)为接收到的伪码信号，c(n)为本地伪码，n为码片序号，m为码片延迟，L为本地长伪码的长度（扩频因子）。

上式的计算量非常大，正比于L2，难用于实际工程。《基于FFT的伪码快速捕获》（《哈尔滨工程大学学报》2003年第24卷第6期：646-650，作者：王伟，徐定杰）一文中公开了一种基于频域的PN码FFT并行伪码捕获方法。FFT并行伪码捕获算法引入FFT谱分析，把对时域的伪码相位、频域的多普勒频移的二维搜索转化为只有载波多普勒频移的一维搜索，减少了运算量，有利于工程实现。

附图1即为该方法主流程示意图（方框图），其具体的步骤如下：

发射端A

步骤A-1.长伪码生成：发射机生成长伪码；

步骤A-2.BPSK基带调制：对步骤A-1产生的长伪码进行二相相移键控（BPSK）调制，得到基带调制信号；

步骤A-3.上变频处理及信号发射：对步骤A-2产生的基带调制信号，经上变频处理，再将处理后所得射频信号通过天线发射出去；

接收端B

步骤B-1.信号接收及下变频处理：对接收机接收到的叠加了噪声干扰的射频信号进行下变频处理，从而得到基带信号；

步骤B-2.频域匹配求相关：将步骤B-1所得到的基带信号进行FFT变换，得到基带信号的频域值；同时，对接收机产生的本地长伪码进行FFT变换，得到本地长伪码的频域值。然后，将这两组频域值进行频域匹配求相关，得到相关值；

步骤B-3.求峰值，门限判决：对步骤B-2所得到的相关值取模，并求出最大模值（相关峰值），然后把这一最大模值与门限值V_T进行比较，若大于门限值，则捕获成功，最大模值所对应的码片延迟值就是接收信号相对于本地长伪码的码片延迟值；反之，捕获失败。

从上述实现流程可以看到，背景技术成功捕获概率与门限值V_T的准确计算相关。背景技术的最佳判决门限V_T是利用了“纽曼—皮尔逊准则”，通过恒虚警设置判决门限的思想：在假设理想信道估计的条件下得到信道的噪声功率并且假设通信的虚警概率P_fa为10^-6，最后通过公式得到最佳判决门限V_T。

在实际的工程应用中，无线通信系统往往会在传输过程中混入噪声，而噪声是随机的、不可预测的，是随时间变化的。故接受机接收到的混有噪声的信号是一种时间函数，即随机过程。因此，很难对信道噪声进行实时准确估计（实时求取信道噪声功率故很难得到实时最佳判决门限；但最佳判决门限V_T又是与信道噪声功率息息相关。

综上所述，背景技术存在的不足主要有以下两点：

1.同步捕获判决对信道噪声的敏感度较大，在工程应用中，随着信道噪声的实时变化，容易引起同步捕获的错误判决；

2.同步捕获判决准则过于单一：同步捕获成功的准则只与门限值V_T进行单一比较，一旦门限值V_T计算出现较大误差，即很容易引起同步捕获的错误判决。

发明内容

本发明针对上述背景技术的不足，提出了一种基于码片延迟大数判决的PN码FFT并行伪码捕获方法。具体解决方案为：

1.将背景技术发射机生成的长伪码转换为G个短伪码，各短伪码级联相连、生成短伪码集；

短伪码集的具体设置方法为：首先设置本发明需要用到的短伪码长度l，接着根据背景技术长伪码长度L确定短伪码集所含短伪码个数G，具体方法如下：

其中：L为背景技术的长伪码长度，l为本发明采用的短伪码长度，G为本发明采用短伪码集所包含的短伪码个数。

2.接收机同时采用与发射机相同的级联方式的短伪码集，以便进行频域匹配相关；

3.频域匹配相关后得到G个短伪码的相关峰值的码片延迟值，即

4.对G个短伪码相关峰值的码片延迟值进行大数判决，若有大于等于g个的相关峰值的码片延迟值相等，则捕获成功；反之，则捕获失败。

本发明大数判决的门限g设置方法为：

图2为本发明流程，其具体方法如下：

发射端A

步骤A-1.短伪码集的生成：发射机将背景技术采用的长伪码转换为一组（G个）码片个数相同的短伪码（扩频因子为l），各短伪码级联相连，生成短伪码集；

步骤A-2.生成基带调制信号：对步骤A-1生成的短伪码集进行二相相移键控（BPSK）调制，得到基带调制信号；

步骤A-3.上变频处理及信号发射：对步骤A-2产生的基带调制信号，经上变频处理，再将处理后所得射频信号经天线发射；

接收端B

步骤B-1.短伪码集的生成：接收机首先生成与发射端步骤A-1相同的一组（G个）码片个数相同的短伪码（扩频因子为l），各短伪码级联相连，生成短伪码集；

步骤B-2.信号接收及下变频处理：对接收机接收到的叠加了噪声干扰的射频信号进行下变频处理，从而得到基带信号；

步骤B-3.频域匹配求相关：首先将步骤B-1生成的本地短伪码集与步骤B-2所得到的基带信号分别进行FFT变换，得到本地短伪码集的频域值与基带信号的频域值，然后将本地短伪码集的频域值与基带信号的频域值进行频域匹配求相关，得到与短伪码个数（G个）相同的相关值组，各相关值组包含与短伪码码片个数相同的（扩频因子为l）相关值以及对应个数的码片延迟值；

步骤B-4.大数判决：对步骤B-3所得到的各相关值组取模，并确定每组相关值中最大模值（相关峰值）及其对应码片的延迟值，然后将各最大模值（相关峰值）所对应的（G个）码片延迟值送入大数判决模块中进行判决，当判决结果达到大数判决的门限要求时则捕获成功，反之、则捕获失败。

在步骤A-1中所述生成短伪码集，生成的短伪码集中短伪码的个数为3-5个。

本发明由于将背景技术发射机生成的长伪码转换为G个短伪码，各短伪码级联相连、生成短伪码集；接收机同时采用与发射机相同的级联方式的短伪码集，以便进行频域匹配相关处理，然后采用基于码片延迟的大数判决，从而具有：其一.大数判决对信道噪声的敏感度不大，在进行PN码捕获时，不需进行精确的信道估计，便于进行PN码准确捕获；其二.本发明大数判决利用多个码片延迟值进行判决,提高了判决准则的强壮性，从而又避免了背景技术捕获判决准则过于单一的弊病。

利用Matlab对本发明和背景技术在瑞利信道中PN码的捕获性能进行仿真对比分析，其仿真结果如附图3所示。从附图3可以看出，在瑞利信道中，PN码准确捕获的概率为95%时，背景技术所需信噪比为约-1dB，本发明的所需信噪比降到了约-13dB，信噪比增益提高约12dB左右。

附图说明

图1是背景技术基于相关峰值的判决门限的PN码FFT频域并行捕获流程图（方框图）；

图2是本发明基于大数判决的PN码FFT频域并行捕获流程图（方框图）；

图3是本发明实施方式与背景技术捕获性能对比示意图（坐标图）。

具体实施方式

本实施方式FFT并行伪码捕获方法是在接收机已经提取到发射机载波频率fc的条件下进行，其中：

短伪码级联级数：G=4（4个相同的短伪码）；

短伪码扩频因子为：l=256（M序列）；

短伪码生成多项式：[8 4 3 2 0]，初始状态：-1；

基带调制方式：二相相移键控（BPSK）调制（载波频率为f_c＝10MHz）；

无线信道环境：瑞利信道；

信道信噪比范围：[-20:10]dB；

捕获技术：FFT并行伪码捕获；

大数判决门限：g=3；

其具体方法如下：

发射端A

步骤A-1.短伪码集生成：发射机将背景技术中扩频因子为1024的长伪码（长的M序列），转换为级联形式相连的由扩频因子为l=256的4个短伪码组成的短伪码集：{[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…],[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…],[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…],[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…]}；

步骤A-2.BPSK基带调制：对步骤A-1产生的短伪码集{[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…],[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…],[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…],[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…]}进行二相相移键控（BPSK）调制，其二相相移键控调制的相位为{[0 π π π π π π π 0 π…],[0 π π π π π π π 0 π…],[0 π π π π π π π 0 π…],[0 π π π π π π π0 π…]}，从而可以得到基带调制信号；

步骤A-3.上变频处理及信号发射：对步骤A-2产生的基带调制信号，经上变频处理，再将处理后所得射频信号通过天线发射出去。

接收端B

步骤B-1.短伪码集生成：接收机首先生成与发射端步骤A-1相同的一组（4个）码片个数相同的扩频因子为l=256短伪码，各短伪码级联相连，生成短伪码集，即{[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…],[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…],[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…]，[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1…]}；

步骤B-2.信号接收及下变频处理：对步骤B-2接收机接收到的叠加了噪声干扰的射频信号进行下变频处理，从而得到基带信号；

步骤B-3.频域匹配求相关：首先将步骤B-1生成的本地短伪码集与步骤B-2所得到的基带信号分别进行FFT变换，得到本地短伪码集的频域值{[0 -14.4861+8.7488i -13.7265+9.5702i 12.779+8.3638i -12.8433+10.8459i-15.9707-4.3846i 14.1350+5.7848i -16.6227+4.5038i -9.2318+12.9946i -10.8045-12.3751i…]，[0 -14.4861+8.7488i -13.7265+9.5702i 12.779+8.3638i -12.8433+10.8459i-15.9707-4.3846i 14.1350+5.7848i -16.6227+4.5038i -9.2318+12.9946i -10.8045-12.3751i…]，[0 -14.4861+8.7488i -13.7265+9.5702i 12.779+8.3638i -12.8433+10.8459i-15.9707-4.3846i 14.1350+5.7848i -16.6227+4.5038i -9.2318+12.9946i -10.8045-12.3751i…]，[0 -14.4861+8.7488i -13.7265+9.5702i 12.779+8.3638i -12.8433+10.8459i-15.9707-4.3846i 14.1350+5.7848i -16.6227+4.5038i -9.2318+12.9946i -10.8045-12.3751i…]}与基带信号的频域值，然后将本地短伪码集的频域值与基带信号的频域值进行频域匹配求相关，得到与短伪码个数相同的4个相关值组，各相关值组包含与短伪码码片数相同的256个相关值以及对应的256个码片的延迟值；

步骤B-4.大数判决：对步骤B-3所得到的4相关值组取模，当信道信噪比为-20dB时，所得4个相关值组的最大模值（相关峰值）分别为216、284、201、273，所对应码片的延迟值分别为209、30、8、86，然后将4个最大模值（相关峰值）所对应的4个码片延迟值（209、30、8和86）送入大数判决模块，其判决结果为1（即没有延迟值相同的码片），小于判决门限3、捕获失败；

当信道信噪比为-10dB时，所得4个相关值组的最大模值（相关峰值）分别为224、364、165、248，所对应码片的延迟值分别86、86、86、211，然后将4个最大模值（相关峰值）所对应的4个码片延迟值（86、86、86和211）送入大数判决模块，得到判决结果为3（即有3个码片延迟值相同），等于判决门限3、捕获成功；

在信道信噪比为0dB时，所得4个相关值组的最大模值（相关峰值）分别为162、204、219、209，所对应码片的延迟值分别69、69、69、69，然后将4个最大模值（相关峰值）所对应的4个码片延迟值（69、69、69和69）送入大数判决模块，得到判决结果为4（即有4个码片延迟值相同），大于判决门限3、捕获成功；

在信道信噪比为10dB时，所得4个相关值组的最大模值（相关峰值）分别为313、389、378、387，所对应码片的延迟值分别为54、54、54、54，然后把4个最大模值（相关峰值）所对应的4个码片延迟值（54、54、54和54）送入大数判决模块得到大数结果为4（即有4个码片延迟值相同），大于判决门限3、捕获成功。

附图3即为本实施方式与背景技术捕获性能对比示意图，该对比示意图中：

背景技术采用长伪码（长的M序列），其扩频因子为1024，生成多项式为[10 3 1 0]，初始状态为-1；判决门限V_T通过精确的信道估计（实时求取信道噪声功率以及公式实时表示（实际的工程应用中，通常要求通信的虚警概率P_fa为10^-6，假设接收机进行理想信道估计，以此设置判决门限值V_T）。

本实施方式则采用的短伪码集由4个短伪码组成，其扩频因子为256，生成多项式为[8 43 2 0]，初始状态为-1；大数判决门限为g=3。