光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制系统及控制方法

摘要

本发明公开了一种光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制系统，它包括光伏阵列、PI控制器、并网电流控制器、二次纹波控制器和单相光伏并网逆变器，所述并网电流控制器包括相互并联的用于积分调节的低通滤波器、用于补偿调节的陷波器和一个PI+重复控制器；所述二次纹波控制器包括比例谐振控制器。结合本发明的控制方法，能有效地消除光伏并网电流中的二次功率扰动，实现直流侧电压中的二次纹波分量的有效抑制和并网电流质量的大幅度提高，而且所需直流滤波电容大大减小，并由此使得系统体积减小，成本降低，同时延长了光伏阵列的使用寿命。

说明书

技术领域

本发明属于光伏并网发电技术领域，涉及一种用于提高并网电流质量的光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制系统及控制方法。 

背景技术

光伏并网发电系统由光伏阵列和逆变器两部分组成，其中光伏阵列将太阳能转化为电能，逆变器将电能注入至交流电网。单相单级光伏并网逆变器采用单级能量变换环节，具有结构简单、成本较低和系统效率高等优点，因此，在户用型光伏发电系统中有很好的应用和研究前景。传统的单相单级光伏并网逆变器，在并网电流被控为与电网电压同频同相时，输出功率中含有二次纹波分量，即二次功率扰动。该扰动会导致直流侧电压中含有大量的二次纹波分量，直流侧电压中的二次纹波分量一方面会造成并网电流中含有大量的三次纹波电流，从而降低并网电流质量；另一方面会影响光伏阵列MPPT输出参考电压的准确度以及光伏阵列的使用寿命。针对单相单级光伏并网系统的不足，目前广泛使用的解决方法是通过设计合适的功率解耦电容来抑制二次功率扰动，该方法需要的直流滤波电容非常大，这样使得系统体积和成本大大增加。 

发明内容

本发明的目的在于克服已有技术的不足，提供一种新型光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制装置和使用该装置进行光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制的控制方法，以有效地抑制直流侧电压中的二次纹波分量，提高并网电流的质量。 

为实现上述目的，本发明采取的技术方案是：一种光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制系统，包括光伏阵列、PI控制器、并网电流控制器、二次 纹波控制器和单相光伏并网逆变器，所述并网电流控制器包括相互并联的用于积分调节的低通滤波器、用于补偿调节的陷波器和一个PI+重复控制器；所述二次纹波控制器包括比例谐振控制器。 

一种使用所述光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制系统进行光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制的方法：其包括： 

A.光伏并网电流控制：光伏阵列输出电压和电流经过MPPT算法计算，得到的直流参考电压作为负端，所述直流参考电压与实测直流电压作差，所得差值作为所述PI控制器的输入；所述PI控制器根据光伏阵列输出功率的大小来实时调节输出并网电流的参考幅值；用所述并网电流的参考幅值与实测并网电流作差，其误差作为所述并网电流控制器的输入；所述并网电流控制器输出电压与实测电网电压值相加构成前馈控制，用于消除电网电压扰动对并网电流的影响； 

B.直流侧电压二次纹波抑制的控制：单相并网逆变器中储能电感的参考电流与其实测电流作差，得到误差信号作为所述比例谐振控制器的输入，比例谐振控制器输出为所述储能电感参考电压与实际电压的差值，该差值与所述储能电感的参考电压值相加，得到储能电感的实际电压值，该电压值与单相并网逆变器的直流电压相除，得到直流电压二次纹波抑制系统的输出量。 

C.单相并网逆变器的控制 

所述并网电流控制器的输出量和所述直流电压二次纹波抑制器的输出量，经过计算得到占空比变量，占空比信号与载波信号比较进行载波调制，载波调制输出单相并网逆变器中功率开关的PWM控制脉冲信号，该控制脉冲信号通过驱动电路来驱动单相光伏并网逆变器中功率开关的动作，即实现并网电流和直流电压二次纹波的控制。 

与已有技术相比，本发明通过单相光伏并网电流控制器、二次纹波控制器和单相并网逆变器的组合，消除了二次功率扰动，实现了直流侧电压中的二次纹波分量的有效抑制和并网电流质量的大幅度提高，而且所需直流滤波电容大大减小，并由此使得系统体积减小，成本降低，同时延长了光伏阵列的使用寿命。 

附图说明

图1是本发明中光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制系统的结构框图； 

图2是本发明中光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制系统的控制框图； 

图3是本发明中单相光伏并网逆变器的拓扑电路结构图。 

具体实施方式

如图1、2、3所示，本发明使用的光伏并网电流和直流电压二次纹波抑制控制系统，由光伏阵列1、MPPI控制器2、PI控制器7、并网电流控制器3、二次纹波控制器4和单相光伏并网逆变器5组成，所述并网电流控制器3包括相互并联的用于积分调节的低通滤波器Q(z)、用于补偿调节的陷波器C(z)和一个PI+重复控制器3-1；所述二次纹波控制器4主要包括比例谐振控制器4-1；所述单相光伏并网逆变器5是在常规逆变器的基础上增加设置一个二次功率解耦电路5-1，具体由逆变单元5-4、二次功率解耦电路5-1和输出滤波器5-2三个部分组成。其中，逆变单元5-4由1个直流电容C5-5和4个双向阻断型功率开关T₁、T₂、T₃与T₄组成，所述4个双向阻断型功率开关T₁、T₂、T₃与T₄构成单相单级全桥逆变电路。输出滤波器5-2由2个电感L、L₁和1个电容C₁组成一个LCL滤波器。直流电容C5-5与光伏阵列1对接，用于缓冲一个控制周期内光伏阵列1的能量波动。输出滤波器5-2的电感L₁和电容C₁端子接电网6，L和电容 C₁端子分别接双向阻断型功率开关T₃与T₄组成的桥臂a点和双向阻断型功率开关T₁与T₂组成的桥臂b点。二次功率解耦电路5-1由一个储能电感L₂5-3和2个双向功率开关T₅和T₆组成。双向功率开关T₅和T₆组成的桥臂直接与单相光伏并网逆变器5的直流电容C5-5并联，储能电感L₂5-3则横跨在双向功率开关T₅和T₆组成的桥臂与双向阻断型功率开关T₁和T₂组成的桥臂之间。所述单相光伏并网逆变器5由申请人另案申请，申请专利名称为“一种单相光伏并网逆变器”。 

本发明并网电流和直流电压二次纹波抑制的控制方法如下： 

A.光伏并网逆变器的并网电流的控制 

光伏阵列输出电压和电流经MPPT算法得到直流参考电压作为负端，与实测直流电压U_pv作差，该差值作为PI控制器7的输入，PI控制器7根据光伏阵列1输出功率的大小来实时调节输出并网电流的参考幅值并网电流的参考幅值与实测并网电流i_s作差，其误差e_s作为并网电流控制器3的输入，PI+重复控制器3-1输出电网电压的差值u_c，该差值u_c与实测电网电压值v_s相加构成前馈控制，可以消除电网电压扰动对并网电流的影响。并网电流控制器3的传递函数如下： 

$G_{\mathrm{PI}+r}=k_p+\frac{k_1}{S}+\frac{1}{S}+\frac{z^{-N}C\left(z\right)}{1-Q\left(z\right)z^{-N}}---\left(1\right)$

其中，N为周期延迟系数，例如系统开关频率为10kHz，电网基波频率为50Hz，则N=200。 

积分环节Q(z)可以为低通滤波器，但设计较为复杂，并给控制系统带来一定的不可预见性，因此，可以选取Q(z)为小于1的常数，暂取Q(z)=0.95，根据并网电流控制器3的性能再进行稍微调整；补偿环节C(z)的功能就是使系统低频增益为1，并抑制谐振峰值。由于采用低通滤波器补偿时，会降低系统带宽，因此选择陷波器进行补偿。选择合适的陷波器谐振点能最大程度地衰减系统谐 振峰值，对系统带宽影响甚微。单相光伏并网逆变器5和并网电流控制器3的滞后补偿时间取为z¹⁰。本发明实施例选择陷波器函数为： 

$F\left(z\right)=\frac{z^4+2+z^{-4}}{4}---\left(2\right)$

综合上述分析，得到PI+重复控制器3-1在Z域的传递函数如下： 

$G_{\mathrm{PI}+r}=k_p+\frac{(k_I+1)z}{z-1}+\frac{{0.25z}^{-200}·z^{10}·(z^4+2+z^{-4})}{1-0.95z^{-200}}---\left(3\right)$

另外，采用PI+重复控制器3-1对并网电流进行调节，是因为其对误差信号为交流量的控制，具有较好的动稳态性能。差值u_c与实测电网电压值v_s相加后得到单相光伏并网逆变器5输出电压的u_ab，u_ab与单相光伏并网逆变器5的直流电压U_pv相除，得到并网电流控制环节输出量

B.单相光伏并网逆变器的直流侧电压二次纹波抑制的控制 

网侧电压v_s和并网电流i_s经下列计算得出电感L₂的参考电流

$u_{\mathrm{pv}}\left(t\right)={\stackrel{\_}{U}}_{\mathrm{pv}}+\frac{I_s{V}_s}{4\mathrm{\omega C}{\stackrel{\_}{U}}_{\mathrm{pv}}}\sin \left(2\mathrm{\omega t}\right)---\left(4\right)$

由式(4)可知，当直流电容C5-5上的纹波功率时，电容进行放电；当直流电容C5-5上的纹波功率时，电容进行充电。由充电或放电过程可得如下关系式： 

$\frac{I_s{V}_s}{\omega }=C(U_{\max }^2-U_{\min }^2)---\left(5\right)$

式中U_max和U_min分别为u_pv(t)的最大值和最小值，由于电容C5-5的纹波电压峰峰值△U=U_max-U_min，则可得： 

$\mathrm{\Delta U}=\frac{I_s{V}_s}{2\mathrm{\omega C}{\stackrel{\_}{U}}_{\mathrm{pv}}}---\left(6\right)$

令储能电感L₂的电流表达式为： 

i_L=I_Lcos(ωt-α)         (7) 

式中I_L为电感电流峰值，α为电感电流相对于电网电压的滞后角。 

的表达式与式(7)相同，i_L为实际检测的电感L₂的电流。储能电感L₂的参考电流与实测电感L₂的电流i_L作差，得到误差信号为交流量，且含有低次偶次谐波，故二次纹波控制器4采用谐波补偿型比例谐振控制器(PR+HC)4-1，其传函为： 

$G_{\mathrm{PR}+\mathrm{HC}}=k_p+\frac{k_{r}s}{s^2+{4\omega }^2}+\underset{h=\mathrm{4,6}}{\Sigma }\frac{k_{h}s}{s^2+{\left(\mathrm{h\omega }\right)}^2}---\left(8\right)$

电感L₂的参考电流与实测电感L₂的电流电流i_L作差，得到误差信号作为比例谐振控制器4-1的输入，比例谐振控制器4-1输出为储能电感L₂5-3上参考电压与实际电压的差值，该差值与L₂上的参考电压值相加，得到储能电感L₂5-3的实际电压值u_L。电压值u_L与单相光伏逆变器5的直流电压U_pv相除，得到直流电压二次纹波抑制环节输出量

C.单向光伏并网逆变器的控制 

并网电流控制环节输出量和直流电压二次纹波抑制环节输出量经过下列等式计算得到占空比变量da、db和dm： 

d_m=0.5(max(0,Δu)+min(1,1+Δu))    (9) 

$\left(\begin{array}{c}{d}_a=d_m-\mathrm{\Delta u}\\ d_b=d_m-u_L/U_{\mathrm{pv}}\end{array}\right)---\left(10\right)$

式中$\mathrm{\Delta u}=u_L^{*}-u_{\mathrm{ab}}^{*};$

占空比信号与载波信号比较进行载波调制，载波调制输出6个功率开关T₁、T₂、T₃、T₄、T₅和T₆的PWM控制脉冲信号，该控制脉冲信号经过驱动电路来驱动4个双向阻断型功率开关T₁、T₂、T₃、T₄和双向功率开关T₅、T₆的动作，即实现并网电流控制和直流电压二次纹波抑制的控制。