基于自适应滤波的内置式永磁同步电机转子位置观测装置及观测方法

摘要

基于自适应滤波的内置式永磁同步电机转子位置观测装置及观测方法，属于电机控制领域。本发明解决了现有模型法所获得的转子位置角观测值中含有6次谐波脉动观测误差问题。本发明是一种用于消除适用于中高速无位置传感器永磁同步电机控制技术模型法中6次转子脉动误差的基于最小均方算法的自适应陷波滤波器信号处理装置及方法，首先通过模型法获得等效反电动势信息，然后进行基于最小均方算法的自适应陷波滤波器调节，之后进行反电动势信息归一化处理，最后通过正交锁相环获得转子位置观测值。本发明简单易行，能够有效抑制转子位置观测值6次脉动误差影响，提高了无位置传感器永磁同步电机控制性能；本发明适用于永磁同步电机控制系统。

说明书

技术领域

本发明属于电机控制领域。

背景技术

近年来，永磁同步电机调速系统逐渐成为交流调速传动领域的研究热点。究其原因， 与传统的异步电机相比，永磁同步电机的优点在于：结构简单、体积小、重量轻、运行可 靠、功率密度高、调速性能好等，永磁同步电机已成为变频调速电气传动系统的理想选择， 其应用领域十分广泛。按照永磁同步电机转子永磁体结构的不同，可以分为表贴式和内置 式两种。

目前，在高性能永磁同步电机调速系统应用中，通常需要在电机轴端部安装光电编码 器、旋转变压器或者霍尔传感器等机械位置检测元件来获取转子磁极位置信息，然而位置 传感器的安装带来系统成本增加、体积增大、可靠性降低诸多问题，并且限制了永磁同步 电机的应用场合。因此，研究低成本、强鲁棒性无位置传感器永磁同步电机控制方法，成 了交流电机控制技术领域中的研究热点。按照永磁同步电机无位置传感器技术的适用范 围，通常将其分成两类：一类是适用于中高速的无位置传感器技术，另一类是适用于低速 (零速)的无位置传感器技术，分别是根据电机基频数学模型和凸极结构特性来实现的。适 用于中高速的永磁同步电机无位置传感器技术通过基频激励的反电动势或者磁链模型来 观测转子位置/速度信息，而不需要利用电机的凸极，这使得适用于中高速的无位置传感 器技术应用更广泛，而且相对简单。目前，采用模型法的无传感器控制技术主要包括开环 磁链法、扰动观测器法、滑模观测器法、有效磁链观测器法、扩展卡尔曼滤波器法、模型 参考自适应法和基于人工智能理论方法等。

然而，采用适用于中高速的无位置传感器永磁同步电机控制技术，即模型法观测转子 位置需要电机参数信息，参数的不确定性将会导致直流偏移转子位置观测误差。通过在线 参数辨识能够一定程度上减小直流偏移转子位置误差，然而精确的参数辨识难以实现，同 时增加了系统的复杂性。由于逆变器非线性和转子磁通空间谐波的影响，两相静止坐标下 的反电动势会产生5次、7次谐波，进而导致转子位置观测误差中产生6次谐波脉动。传 统的方法是采用平均电压方法进行逆变器非线性补偿，采用电感精确建模方法消弱转子磁 通空间谐波影响。然而，在实际应用过程中，逆变器非线性补偿和电感精确建模方法都不 能有效减小6次谐波，消除其影响。直流偏移和6次谐波脉动转子位置观测误差的存在， 恶化了无位置传感器永磁同步电机控制性能。因此，对于无位置传感器永磁同步电机控制 系统，消除6次谐波脉动转子位置误差的影响至关重要。

发明内容

本发明目的是为了解决现有模型法所获得的转子位置角观测值中含有6次谐波脉动 观测误差问题，提出了基于自适应滤波的内置式永磁同步电机转子位置观测装置及观测方 法。

基于自适应滤波的内置式永磁同步电机转子位置观测装置，它包括滑模观测器、自适 应陷波滤波器、反电动势归一化单元和正交锁相环，滑模观测器设置有两相静止坐标下α 轴的定子电压u_α输入端、β轴的定子电压u_β输入端和转子角速度观测值输入端，该滑 模观测器的α轴的等效反电动势信息z_αeq输出端与自适应陷波滤波器的α轴的等效反电动 势信息z_αeq输入端连接，该滑模观测器的β轴等效反电动势信息z_βeq输出端与自适应陷波 滤波器的β轴等效反电动势信息z_βeq输入端连接，所述自适应陷波滤波器的α轴观测项z_αf输出端同时与反电动势归一化单元的第一α轴观测项z_αf输入端和第二α轴观测项z_αf输入 端相连，自适应陷波滤波器的β轴观测项z_βf输出端同时与反电动势归一化单元的第一β 轴观测项z_βf输入端和第二β轴观测项z_βf输入端相连，反电动势归一化单元的转子位置偏 差信号ε_fn输出端与正交锁相环的转子位置偏差信号ε_fn输入端相连，正交锁相环的正弦信 号输出端与反电动势归一化单元的正弦信号输入端相连，正交锁相环的余弦信号输出端与 反电动势归一化单元的余弦信号输入端相连，正交锁相环设置有转子位置观测值输出 端和转子角速度观测值输出端。

采用基于自适应滤波的内置式永磁同步电机转子位置观测装置实现转子位置观测的 方法，包括以下步骤：

步骤一、基于内置式永磁同步电机扩展反电动势模型，采用滑模观测器获得永磁同步 电机两相静止坐标下的α轴的等效反电动势信息z_αeq和β轴的等效反电动势信息z_βeq，

步骤二、通过自适应陷波滤波器消除α轴的等效反电动势信息z_αeq中的5次和7次谐 波，得到α轴的自适应陷波滤波器输出观测项z_αf，和通过自适应陷波滤波器消除β轴的 等效反电动势信息z_βeq中的5次和7次谐波，得到β轴的自适应陷波滤波器输出观测项z_βf，

步骤三、将步骤二所述的α轴的自适应陷波滤波器输出观测项z_αf和β轴的自适应陷 波滤波器输出观测项z_βf通过反电动势归一化环节得到转子位置偏差信号ε_fn，

步骤四、采用正交锁相环从反电动势信息中获取转子位置观测值

本发明涉及一种用于消除适用于中高速无位置传感器永磁同步电机控制技术模型法 中6次转子脉动误差的基于最小均方算法的自适应陷波滤波器信号处理方法，首先通过模 型法获得等效反电动势信息，然后进行基于最小均方算法的自适应陷波滤波器调节，进行 反电动势5次、7次谐波检测、补偿，进而消除转子位置观测值6次谐波脉动误差，之后进 行反电动势信息归一化处理，最后通过正交锁相环获得转子位置观测值。

本发明采用的基于最小均方算法的自适应陷波滤波器消除转子位置观测值6次脉动 误差方法，信号处理方法简单易行、可靠实用，能够有效抑制转子位置观测值6次脉动误 差影响，提高了无位置传感器永磁同步电机控制性能；可以广泛地应用到永磁同步电机控 制系统中，不需要额外硬件开销，可以获得较满意的控制性能。

附图说明

图1是具体实施方式一所述的一种基于自适应滤波的内置式永磁同步电机转子位置 观测装置的原理框图；

图2是具体实施方式八所述的自适应陷波滤波器的原理框图；

图3是两相同步旋转轴系、两相静止轴系和三相静止轴系的相对关系示意图；其中 dq表示两相同步旋转轴系，αβ表示两相静止轴系，ABC表示三相静止轴系；

图4是当永磁同步电机转速给定值为500r/min，带50％额定负载时自适应陷波滤 波器使能前后实验波形，其中区域A为使能前，区域B为使能后；

图5是图4中区域C放大后的波形图；

图6是图4中区域D放大后的波形图；

图7是具体实施方式五所述的基于自适应滤波的内置式永磁同步电机转子位置观测 方法的信号流程图；

图8是具体实施方式六所述的采用滑模观测器获得永磁同步电机两相静止坐标下的α 轴的等效反电动势信息z_αeq和β轴的等效反电动势信息z_βeq的信号处理过程流程图；

图9是具体实施方式七所述的通过自适应陷波滤波器消除α轴的等效反电动势信息 z_αeq中的5次和7次谐波，得到α轴的自适应陷波滤波器输出观测项z_αf的信号处理过程流 程图。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图1说明本实施方式，本是方式所述的基于自适应滤波的内置 式永磁同步电机转子位置观测装置，其特征在于，它包括滑模观测器1、自适应陷波滤波 器2、反电动势归一化单元3和正交锁相环4，滑模观测器1设置有两相静止坐标下α轴 的定子电压u_α输入端、β轴的定子电压u_β输入端和转子角速度观测值输入端，该滑模 观测器1的α轴的等效反电动势信息z_αeq输出端与自适应陷波滤波器的α轴的等效反电动 势信息z_αeq输入端连接，该滑模观测器1的β轴等效反电动势信息z_βeq输出端与自适应陷 波滤波器的β轴等效反电动势信息z_βeq输入端连接，所述自适应陷波滤波器的α轴观测项 z_αf输出端同时与反电动势归一化单元3的第一α轴观测项z_αf输入端和第二α轴观测项z_αf输入端相连，自适应陷波滤波器的β轴观测项z_βf输出端同时与反电动势归一化单元3的 第一β轴观测项z_βf输入端和第二β轴观测项z_βf输入端相连，反电动势归一化单元3的转 子位置偏差信号ε_fn输出端与正交锁相环4的转子位置偏差信号ε_fn输入端相连，正交锁相 环4的正弦信号输出端与反电动势归一化单元3的正弦信号输入端相连，正交锁相环4 的余弦信号输出端与反电动势归一化单元3的余弦信号输入端相连，正交锁相环4设置有 转子位置观测值输出端和转子角速度观测值输出端。

具体实施方式二：本实施方式是对具体实施方式一所述的基于自适应滤波的内置式永 磁同步电机转子位置观测装置的进一步限定，所述滑模观测器1包括反电动势模型单元、 饱和函数单元、低通滤波器和两个减法器，

反电动势模型单元设置有两相静止坐标下α轴的定子电压u_α输入端、β轴的定子电 压u_β输入端、转子角速度观测值输入端、α轴的电动势信息z_α输入端、β轴的电动势 信息z_β输入端、α轴的等效反电动势信息z_αeq输入端、β轴的等效反电动势信息z_βeq输入 端，其中两相静止坐标下α轴的定子电压u_α输入端即为滑模观测器1的两相静止坐标下 α轴的定子电压u_α输入端，β轴的定子电压u_β输入端即为滑模观测器1的β轴的定子电 压u_β输入端，转子角速度观测值输入端即为滑模观测器1的转子角速度观测值输入 端，反电动势模型单元的两相静止坐标下α轴的定子电流观测值输出端与一个减法器 的减数输入端相连，该减法器的被减数输入端输入α轴的定子电流i_α输入端，且该减法 器的结果输出端与饱和函数单元的α轴的定子电流观测误差i_α输入端相连，反电动势模 型单元的β轴的定子电流观测值输出端与另一个减法器的减数输入端相连，该减法器 的被减数输入端输入β轴的定子电流i_β输入端，且该减法器的结果输出端与饱和函数单 元的β轴的定子电流观测误差i_β输入端相连，饱和函数单元的α轴的电动势信息z_α输出 端同时与低通滤波器的α轴的电动势信息z_α输入端和反电动势模型单元的α轴的电动势 信息z_α输入端相连，饱和函数单元的β轴的电动势信息z_β同时与低通滤波器的β轴的电 动势信息z_β输入端和反电动势模型单元的β轴的电动势信息z_β输入端相连，低通滤波器 的α轴的等效反电动势信息z_αeq输出端同时与反电动势模型单元的α轴的等效反电动势信 息z_αeq输入端和自适应陷波滤波器的α轴的等效反电动势信息z_αeq输入端相连，低通滤波 器的β轴等效反电动势信息z_βeq输出端同时与反电动势模型单元的β轴等效反电动势信息 z_βeq输入端和自适应陷波滤波器的β轴等效反电动势信息z_βeq输入端相连，低通滤波器的 α轴的等效反电动势信息z_αeq输出端即为滑模观测器1的α轴的等效反电动势信息z_αeq输 出端，低通滤波器的β轴等效反电动势信息z_βeq输出端即为滑模观测器1的β轴等效反电 动势信息z_βeq输出端。

具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式一所述的基于自适应滤波的内置式永 磁同步电机转子位置观测装置的进一步限定，所述反电动势归一化环节3包括两个乘法 器、除法器、加法器和函数处理器，

一个乘法器的α轴观测项z_αf输入端即为反电动势归一化单元3的第一α轴观测项z_αf输入端，该乘法器设置正弦函数输入端，该输入端为反电动势归一化单元3的正弦函数输 入端，且该乘法器的信号输出端与加法器的一个加数输入端相连，另一个乘法器的β轴 观测项z_βf输入端即为反电动势归一化单元3的第一β轴观测项z_βf输入端，该乘法器设置 余弦函数输入端，该输入端为反电动势归一化单元3的余弦函数输入端，且该乘法器的信 号输出端与加法器的另一个加数输入端相连，且上述两个加数经过加法器相加后取反，并 通过该加法器的结果输出端输入到除法器的信号ε_f输入端，函数处理器的α轴观测项z_αf输入端即为反电动势归一化单元3的第二α轴观测项z_αf输入端相连，函数处理器的β轴 观测项z_βf输入端相连即为反电动势归一化单元3的第二β轴观测项z_βf输入端，函数处理 器的输出端与除法器的信号输入端相连，除法器的转子位置偏差信号ε_fn输出端即为反电 动势归一化单元3的转子位置偏差信号ε_fn输出端。

具体是方式四：本实施方式是对具体实施方式一所述的基于自适应滤波的内置式永磁 同步电机转子位置观测装置的进一步限定，所述正交锁相环4包括余弦单元、正弦单元、 比例积分单元和积分单元，

比例积分单元的转子位置偏差信号ε_fn输入端即为正交锁相环4的转子位置偏差信号 ε_fn输入端，比例积分单元的转子角速度观测值输出端即为正交锁相环4的转子角速度 观测值输出端，且该输出端同时与积分单元的转子角速度观测值输入端相连，积分 单元的转子位置观测值输出端即为正交锁相环4的转子位置观测值输出端，且该输 出端同时与余弦单元的余弦信号输入端和正弦单元的正弦信号输入端相连，余弦单元的余 弦信号输出端即为正交锁相环4的余弦信号输出端，正弦单元的正弦信号输出端即为正交 锁相环4的正弦信号输出端。

具体实施方式五：参见图1和图7说明本实施方式，采用具体实施方式一所述的基于 自适应滤波的内置式永磁同步电机转子位置观测装置实现转子位置观测的方法，该方法包 括以下步骤：

步骤一、基于内置式永磁同步电机扩展反电动势模型，采用滑模观测器1获得永磁同 步电机两相静止坐标下的α轴的等效反电动势信息z_αeq和β轴的等效反电动势信息z_βeq，

步骤二、通过自适应陷波滤波器2消除α轴的等效反电动势信息z_αeq中的5次和7次 谐波，得到α轴的自适应陷波滤波器输出观测项z_αf，和通过自适应陷波滤波器2消除β 轴的等效反电动势信息z_βeq中的5次和7次谐波，得到β轴的自适应陷波滤波器输出观测 项z_βf，

步骤三、将步骤二所述的α轴的自适应陷波滤波器输出观测项z_αf和β轴的自适应陷 波滤波器输出观测项z_βf通过反电动势归一化环节3得到转子位置偏差信号ε_fn，

步骤四、采用正交锁相环4从反电动势信息中获取转子位置观测值

本实施方式根据基于电机定子电流检测值i_a，i_bi_c，按照公式(2)Clarke变换可得到 两相静止坐标系下定子电流i_α，i_β，

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\alpha }\\ i_{\beta }\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right)---\left(2\right)$

具体实施方式六：参见图8说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式五所述的 转子位置观测方法，步骤一所述的采用滑模观测器1获得永磁同步电机两相静止坐标下的 α轴的等效反电动势信息z_αeq和β轴的等效反电动势信息z_βeq的信号处理过程为：

步骤A：两相静止坐标下α轴的定子电压u_α、β轴的定子电压u_β和转子角速度观测 值经反电动势模型后得到两相静止坐标下α轴的定子电流观测值和β轴的定子电流 观测值

步骤B：两相静止坐标系下α轴的定子电流i_α减去步骤A中得到的两相静止坐标下α 轴的定子电流观测值得到两相静止坐标下α轴的定子电流观测误差i_α，β轴的定子电 流i_β减去β轴的定子电流观测值得到β轴的定子电流观测误差i_β，将α轴的定子电流 观测误差i_α和β轴的定子电流观测误差i_β经饱和函数后得到α轴的电动势信息z_α和β轴 的电动势信息z_β，

步骤C：步骤B中得到的α轴的电动势信息z_α和β轴的电动势信息z_β经低通滤波器 滤波后得到α轴的等效反电动势信息z_αeq和β轴的等效反电动势信息z_βeq。

具体实施方式七：参见图2和图9说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式五 所述的转子位置观测方法，步骤二所述的通过自适应陷波滤波器2消除α轴的等效反电 动势信息z_αeq中的5次和7次谐波，得到α轴的自适应陷波滤波器输出观测项z_αf的信号 处理过程为：

步骤a、取正交锁相环输出转子位置观测值正弦项和余弦项均乘以5倍和7倍增益 作为自适应陷波滤波器参考输入，

步骤b、参考输入乘以α轴的自适应陷波滤波器输出z_αf后，乘以自适应增益μ，取积 分后，得到5次谐波观测值幅值w₁和w₂和7次谐波观测值幅值w₃和w₄，

步骤c、参考输入乘以5次，得到自适应陷波滤波器反馈项，即5次谐波观测值h₁和h₂，参考输入乘以7次谐波观测值幅值，得到自适应陷波滤波器反馈项，即7次谐波 观测值、h₃和h₄，

步骤d、α轴的等效反电动势信息z_αeq减去5次、7次谐波观测值h₁、h₂、h₃和h₄，得 到α轴的自适应陷波滤波器输出观测项z_αf。

本实施方式是以α轴的等效反电动势信息自适应陷波信号处理为例进行的描述。

具体实施方式八：本实施方式是对具体实施方式五或具体实施方式六所述的转子位置 观测方法，所述的自适应陷波滤波器2是基于最小均方算法的自适应陷波滤波器，其闭环 传递函数为

$G\left(s\right)=\frac{s^2+{\omega }_h^2}{s^2+\mathrm{\mu s}+{\omega }_h^2}---\left(1\right)$

式中，μ为自适应增益，ω_h为高次谐波频率。

具体实施方式九：本实施方式是对具体实施方式五所述的转子位置观测方法，所述步 骤三中的反电动势归一化环节3为：观测项z_αf通过乘法器与余弦信号相乘得到的 信号的反向和观测项z_βf通过乘法器与正弦信号相乘得到的信号的反向相加后得到 信号ε_f，该信号通过触发器与观测项z_αf和z_βf经过后得到的信号相除得到转 子位置偏差信号ε_fn。

本实施方式所述的反电动势归一化环节3是为了消除转速变化对步骤四中正交锁相 环的影响，反电动势归一化环节3采用公式${ϵ}_{\mathrm{fn}}=\frac{1}{\sqrt{z_{\mathrm{\alpha eq}}^2+z_{\mathrm{\beta eq}}^2}}(z_{\mathrm{\beta eq}}\cos {\hat{\theta }}_e-z_{\mathrm{\alpha eq}}\sin {\hat{\theta }}_e)$实现。

具体实施方式十：本实施方式是对具体实施方式五所述的转子位置观测方法，所述步 骤四中的正交锁相环4从反电动势信息中获取转子位置观测值的方法为：转子位置偏 差信号ε_fn首先经过PI调节，然后经过进行积分，可得转子位置观测值。

本实施方式所述的正交锁相环4采用公式实现。

工作原理：

永磁同步电动机是交流同步电机调速系统的主要环节，参见图3所示，取转子永磁体 基波励磁磁场轴线为d轴，q轴顺着旋转方向超前d轴90度，d-q轴系随同转子以角速度 ω_r一道旋转，它的空间坐标以d轴与参考轴A相轴间的角度来表示，即转子位置观测值 规定A相所在轴——参考轴A相轴为零度。则转子位置观测值为转子磁场与参考 轴A相轴之间的夹角。参考轴A相轴与两相静止坐标系下的α轴重合，β轴顺着旋转方 向超前α轴90度。

本发明中提及的所有角度均为电角度。

本发明旨为通过基于最小均方算法的自适应陷波滤波器消除模型法得到的转子位置 角观测值中含有6次谐波脉动观测误差问题。下面根据图2进行详细说明：

由于自适应陷波滤波器结构对称，因此取余弦环为例做详细分析，令反电动势信息中 高次谐波频率为ω_h，谐波幅值观测值可表示为，

w₁(t)＝∫(μ·z_αf(t)·cosω_ht)dt    (5)

式(5)经过Laplace变换可得到，

$W_1\left(s\right)=L\left(w_1\left(t\right)\right)$

$=L({\int \mu ·z}_{\mathrm{\alpha f}}\left(t\right)·\frac{e^{j{\omega }_{h}t}+e^{-j{\omega }_{h}t}}{2})---\left(6\right)$

$=\frac{\mu }{2s}(Z_{\mathrm{\alpha f}}(s+j{w}_h)+Z_{\mathrm{\alpha f}}(s-j{w}_h))$

式中L是Laplace运算符，注意到h₁(t)＝w₁(t)·cosω_ht，对h₁(t)取Laplace变换可得 到，

$H_1\left(s\right)=L\left(h_1\left(t\right)\right)$

$=\frac{1}{2}(W_1(s+{\mathrm{jw}}_h)+W_1(s-{\mathrm{jw}}_h))$

                                         (7)

$=\frac{\mu }{4(s+{\mathrm{jw}}_h)}(Z_{\mathrm{\alpha f}}\left(s\right)+Z_{\mathrm{\alpha f}}(s+2{\mathrm{jw}}_h))$

$+\frac{\mu }{4(s-{\mathrm{jw}}_h)}(Z_{\mathrm{\alpha f}}\left(s\right)+Z_{\mathrm{\alpha f}}(s-2{\mathrm{jw}}_h))$

同理，对对h₂(t)取Laplace变换可得到，

$H_2\left(s\right)=\frac{\mu }{4(s+{\mathrm{jw}}_h)}(Z_{\mathrm{\alpha f}}\left(s\right)-Z_{\mathrm{\alpha f}}(s+2{\mathrm{jw}}_h))$

                                         (8)

$+\frac{\mu }{4(s-{\mathrm{jw}}_h)}(Z_{\mathrm{\alpha f}}\left(s\right)-Z_{\mathrm{\alpha f}}(s-2{\mathrm{jw}}_h))$

注意到，Z_αf(s)＝Z_αeq(s)-H₁(s)-H₂(s)，因此可得到基于最小均方算法的自适应陷 波滤波器闭环传递函数为，

$G\left(s\right)=\frac{Z_{\mathrm{\alpha f}}\left(s\right)}{Z_{\mathrm{\alpha eq}}\left(s\right)}=\frac{s^2+{\omega }_h^2}{s^2+\mathrm{\mu s}+{\omega }_h^2}---\left(9\right)$

根据以上分析可以看出，图2等效为传统的二阶陷波滤波器，不同点在于，该陷波滤 波器能够根据参考输入自适应陷波频率点。

图4为实验获得的波形图，实验在永磁同步电机对拖加载实验平台上进行，实验方法 在3s时使能，图4中区域C经放大后示于图5，图4中区域D经放大后示于图6，分别 为自适应陷波滤波器使能前后波形，转子位置误差中6次脉动误差成功消除，实验结果验 证了本发明方法的有效性。