基于循环前缀的小数倍载波同步算法

摘要

本发明公开了一种基于循环前缀的小数倍载波同步算法，解决了现有技术中存在的载波同步技术精确度不够高，不能满足调制阶数发展需求的问题。该基于循环前缀的小数倍载波同步算法，包括以下步骤：将接收到的信号分为载波频偏部分和剩下的部分，并将载波频偏分部分为小数倍频偏和整数倍频偏，并计算得出小数倍频偏的单次估计值根据小数倍频偏的单次估计值得到其第i次的估计值；重复执行步骤（b），计算所得小数倍频偏的方差，并计算方差平均值；设置门限V，若Vf>V则继续执行步骤（a），若Vf≤V则锁定当前的小数倍频偏估计值，并始终以该估计值进行频偏补偿。通过上述方案，本发明达到了降低小数倍频率估计的残差、提高系统稳定性，让系统工作在更小的残差环境中的目的，具有很高的实用价值和推广价值。

说明书

技术领域

本发明涉及一种载波同步算法，具体地说，是涉及一种高阶有线通信中的基于循环前缀的小数倍载波同步算法。 

背景技术

在通信系统中，同步算法是通信接收机实现的基础，是任何调制解调技术的研究重点与难点，其性能直接关系到整个通信系统的性能。可以说同步算法是实现信息可靠传输的前提，只有准确的同步算法才能进行可靠的数据传输。 

目前，OFDM系统的同步可以分为帧同步、符号同步、载波同步和采样时钟同步。其中，载波同步用于估计接收端信号的频率偏移，并对其加以纠正，现有的OFDM载波同步技术只能将残差控制到1%子载波间隔以下，因而只能支持16~64AM调制阶数，然而，HINOC为了提高数据率已将调制阶数提高到了16~1024QAM，现有的载波同步技术明显已不能满足其需求，我们需要一种能够将频偏残差降低到1e^-3甚至1e^-4子载波间隔级别的同步算法。 

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于循环前缀的小数倍载波同步算法，主要解决现有技术中存在的载波同步技术精确度不够高，不能满足调制阶数发展需求的问题。 

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案如下： 

基于循环前缀的小数倍载波同步算法，其特征在于，包括以下步骤： 

（a）将接收到的信号分为载波频偏部分和剩下的部分，并将载波频偏分部分为小数倍频偏和整数倍频偏，并计算得出小数倍频偏的单次估计值 

（b）根据小数倍频偏的单次估计值 得到其第i次的估计值，其中，i为正整数； 

（c）重复执行步骤（b），计算所得小数倍频偏的方差，并计算方差平均值V_f； 

（d）设置门限V，若V_f>V则继续执行步骤（a），若V_f≤V则锁定当前的小数倍频偏估计值，并始终以该估计值进行频偏补偿。 

具体地说，所述步骤（a）中，小数倍载波频偏的单次估计值 由以下步骤得出： 

（a1）设完全同步后接收到的OFDM符号的第k个时域样点r(k)为： 

r(k)=s(k)exp(j2πkf_F/N)+n(k)； 

（a2）基于循环前缀CP的相关运算求和得出 其中N为数据段长度256，N_CP为循环前缀长度16， 为符号同步得到的OFDM符号起始位置；进而得出小数倍频偏的单次估计值 

进一步地，所述步骤（b）中，小数倍频偏第i次的估计值为当前估计值与之前估计值的平均值，即： 

更进一步地，所述步骤（c）中，小数倍频偏的方差由以下公式得出： $>D_f\left(i\right)={|{\hat{f}}_F\left(i\right)-E_f\left(i\right)|}^2={|{\hat{f}}_F\left(i\right)-\underset{j=0}{\overset{N_E-1}{\Sigma }}{\hat{f}}_F(i-j)|}^2,$>其平均值由以下公式得到： $>V_f=\underset{j=0}{\overset{N_D}{\Sigma }}{D}_f(i-j);$>

作为优选，所述步骤（a）和步骤（b）中，均通过参数为0.5的一阶滤波器进行均值计算。 

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果： 

（1）本发明中的小数倍载波同步算法精确简洁，能够有效降低小数倍频率估计的残差，减小误码，从而使系统工作在更小的残差环境中，既能提高系统的稳定性也能进一步降低数据的错误率，构思十分巧妙，有效解决了现有同步算法的不足，具有突出的实质性特点和显著进步，适合大规模推广应用。 

（2）本发明在载波频偏单次估计的基础上还进行了多次的均值运算，这样的计算方法进一步提高了计算精度，增强了使用性能。 

（3）本发明采用参数为0.5的一阶滤波器进行均值计算，大大提高了技术效率和准确度，符合实际应用中的需求。 

附图说明

图1为本发明的流程示意图。 

图2为本发明的仿真示意图一。 

图3为本发明的仿真示意图二。 

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明，本发明的实施方式包括但不限于下列实施例。 

实施例 

载波频偏是因为发送端和接收端的振荡频率不匹配而产生的，其在时域上表现为一个累加的相位，在频域上表现为子载波的整体偏移。由于OFDM系统需要保证其子载波的正交性，因而对频率偏移十分敏感，对载波同步的要求比较高。在本发明中，我们将接收到的信号分为载波频偏部分和剩下的部分，因此，设完全同步后接收到的某一个OFDM符合的第k个时域样点为：r(k)=s(k)exp(j2πΔfkT_s)+n(k)=s(k)exp(j2πΔfkT/N)+n(k)，做一些变换可以得出：r(k)=s(k)exp(j2πk(f_I+f_F)/N)+n(k)，从数字域上分析，由于k为整数，因此f_I对 信号时域无影响，进而可以得出r(k)=s(k)exp(j2πkf_F/N)+n(k)。 

由上式可以看出，要得到f_F则需要消除时间因子k，进行时间延迟相关运算。由于HINOC系统没有导频，所以基于导频的算法不能使用，并且前导序列并不是两段相同的信号，因而基于序列的延迟相关算法也不能使用，因此对于HiNOC系统的小数倍频偏估计我们只能从循环前缀CP入手。 

这部分的算法一般是基于相关来做，应用到本系统中进行求和运算，具体算法步骤为： 其中N为数据段长度256，N_CP为循环前缀长度16， 为符号同步得到的OFDM符号起始位置；进而得出小数倍频偏的单次估计值 在这里，累加运算想当于对相位做了平均。 

根据仿真，在Eb/No=20dB时，现有算法的小数倍频偏估计误差在0.01倍子载波间隔以内，虽然对于低阶系统来说这个误差通常是可以接受的，但是有以下两个原因使得它在HINOC系统中并不适用。 

第一：HINOC系统为高阶系统，其最大调制阶数为1024QAM，0.01倍的小数倍频偏会对系统性能造成较大的影响，产生大量的误码。 

第二：HINOC系统的帧结构中，OFDM符号部分不含有导频，因此只能在帧头进行一次信道估计，而不能对每个符号进行信道估计，进行多次的信道均衡，所以信道均衡时不能纠正残余频偏的影响，使得残余频偏累积带来的相位旋转不断增大，直到下一帧头才能纠正，因此这个累加的相位旋转会对系统性能造成不利影响。 

为了解决上述问题，在本发明中我们提供了一种不但可以降低小数倍频率估计的残差、提高系统稳定性，还能进一步降低数据错误率、让系统工作在更小的残差环境中的同步算法。 

如图1所示，我们采用二阶环锁判定的方法进行小数倍频偏的分析，主要 包括以下步骤： 

（1）根据小数倍频偏的单次估计值 得到其第i次的估计值： 即为当前估计值与之前估计值的平均；其中i为正整数，其取值可为1、2、3......N。 

（2）重复执行步骤（b），计算所得小数倍频偏的方差，并计算方差平均值；在本发明中，小数倍频偏的方差由以下公式得出： $>D_f\left(i\right)={|{\hat{f}}_F\left(i\right)-E_f\left(i\right)|}^2={|{\hat{f}}_F\left(i\right)-\underset{j=0}{\overset{N_E-1}{\Sigma }}{\hat{f}}_F(i-j)|}^2,$>其平均值由以下公式得到： $>V_f=\underset{j=0}{\overset{N_D}{\Sigma }}{D}_f(i-j);$>

（3）设置门限V，若V_f>V则继续进行小数倍频偏的单次估计，若V_f≤V则锁定当前的小数倍频偏估计值，并始终以该估计值进行频偏补偿。 

可以看出，本发明在载波频偏单次估计的基础上，进行了多次的均值运算，以此提高估计精度，求均值的方法也就是参数为0.5的一阶滤波器，当方差的均值小于一个门限时，说明估计出的载波频偏趋于平稳，这时进行锁定，便可得到一个较为精确的小数倍频偏估计。 

如图2、图3所示，我们对本发明中的算法进行了仿真。仿真参数为Eb/No=10~25dB；小数倍频偏为0.1，即6250Hz；门限V＝0.0005，多径信道，理想信道估计。由图可以看出，随信噪比的提高频偏锁定时间缩短，频偏锁定精度总体在提高，但是有一个波动范围。这是因为仿真进行的是单次的锁定，并没有进行大量仿真来求均值，所以具有一定的随机性。从图中还可以看到，当信噪比在17dB以上时，残余频偏基本上锁定在1Hz以内，而锁定时间在0.04秒以内。对于这种有线非突发性的通信，比如有线电视，0.04秒的的延迟是完全可以接受的，甚至在更高精度的要求下，可以再降低门限V，使得残余频偏锁 定在更低的区间，其工作性能十分良好。 

按照上述实施例，便可很好地实现本发明。