电网不平衡状态下基于降阶谐振器的正负序分量检测方法

摘要

本发明涉及电力电子技术领域，公开了一种电网不平衡状态下基于降阶谐振器的三相PWM变换器网测电量正负序分量检测方法。在αβ坐标系下，利用降阶谐振器(ROR)的选频特性及其作为一阶积分器可分离正负序分量的特性，实现了三相PWM变换器网测电压正负序分量检测的功能，能够实现无静差检测，且不会降低系统的稳定性。控制部分采用了PR不平衡控制策略，利用三相PWM变换器功率方程对其参考电流进行设计，所采用的不平衡控制能实现高功率因数，降低三相PWM变换器系统的THD，特别是对有功功率的二倍频交流分量抑制效果尤为明显。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及电网不平衡状态下基于降阶谐振器的正负序分量检测方法。

背景技术

实际生产生活中的供电系统复杂，涉及到普通用户的供电、小工厂供电、大型工厂供电等，这就导致三相电网容易产生电网供电不平衡。并且大量非线性用电设备的使用，造成供电系统严重电能质量问题，如：电压和电流的不平衡、电压失真、谐波污染、功率因数低等电网“污染”。这就需要通过电力装置进行电能转换，来保证供电质量，PWM变换器是常用的电能转换装置。三相PWM变换器的控制是通过PWM调制控制功率开关管的通断状态，在保证直流侧输出电压稳定的情况下，使输入电流接近正弦波而消除电流谐波，实现电网交流侧电流的正弦化，且电流和电压相位可控，实现高功率因数。

然而电网电压不平衡状态下三相PWM变换器常用的控制策略如PI控制与PR控制等属于矢量控制，这就需要对三相PWM变换器网侧电压的正负序分量进行检测，且目前常用的检测电压正负序分量的方法为二倍频陷波器法与T/4延时法。然而二倍频陷波器法适用于同步旋转坐标系，且二倍频陷波器属于非因果系统，无法实现无静差检测，且二倍频陷波器会降低系统的稳定性；T/4延时法适用于两相静止坐标系，虽然能够无静差地实现正负序分量地分离，并且不会对控制系统地稳定性产生影响，但是T/4延时法是针对电压单相跌落的情况设计的，在实际的生产生活中的普遍适用性较低。

目前有很多控制策略被应用于电网不平衡状态下的三相PWM变换器系统，但是一般的控制设计过于复杂。如传统的电流双闭环PI控制，涉及了四个控制变量，因此需要四个控制器来进行控制，并且为获取同步旋转坐标系中的旋转角速度，还需要另外设计锁相环；传统的PR控制的输入电流是将三相PWM变换器的直流输出电压经过PI控制获得的电流作为参考电流，中间需要经过坐标反变换，同样存在无法消除静差的问题。

发明内容

发明目的：针对现有技术中存在的问题，本发明提供一种电网不平衡状态下基于降阶谐振器的正负序分量检测方法，简单且易于实现，解决了存在静差的问题、提高了实用性，排除谐波干扰。

技术方案：本发明提供了一种电网不平衡状态下基于降阶谐振器的正负序分量检测方法，所述方法包括三相PWM变换器、电压正负序分量检测模块、电压外环控制模块以及PR不平衡控制模块；

步骤1：在两相静止坐标下，根据基尔霍夫电压与电流定律结合电网不平衡状态下的电源特性构建电网不平衡时三相PWM变换器数学模型，所述三相PWM变换器数学模型控制变量中涉及三相PWM变换器网侧电压的正负序分量；

步骤2：所述步骤1中三相PWM变换器网侧电压的正负序分量的检测通过降阶谐振器(ROR)来检测；首先要建立ROR的传递函数，通过分析与计算消除传递函数中的单位虚数j，得到三相PWM变换器网侧电压的正负序分量的表达式；

步骤3：对直流侧的电压进行PI控制，三相PWM变换器的电压外环的输入为直流侧输出电压的参考值V

步骤4：所述PR不平衡控制模块上设置准PR控制器，其通过准PR控制器传递函数将参考电流i

步骤5：将所述参考电压e

进一步地，所述两相静止坐标下的电网不平衡时三相PWM变换器数学模型为：

其中，L为交流侧滤波器电感，对应的电感等效电阻记为r

进一步地，所述步骤2中ROR的传递函数为：

其中，s为复参变量；j为单位虚数；k

其中，取谐振系数k

进一步地，当检测所述三相PWM变换器网侧电压在α轴、β轴的正序分量时，G

进一步地，当检测所述三相PWM变换器网侧电压在α轴、β轴的负序分量时，G

进一步地，三相PWM变换器网侧电压在α轴的正序分量和β轴正序分量的空间矢量关系为e

进一步地，所述三相PWM变换器的网侧瞬时有功功率直流分量的参考值为：

其中，k

进一步地，所述三相PWM变换器功率方程组为：

其中，p

进一步地，所述步骤3中的参考电流为：

进一步地，所述PR不平衡控制模块设置的准PR控制器的传递函数为：

其中，k

有益效果：

1.本发明选用的降解谐振器属于一阶积分器，无需分步检测信号的幅值与相位，能够独立且直接实现正负序分量的检测功能。

2.本发明选用的降解谐振器具有选频特性，能够根据检测需要设置其对应的角频率，因此其对于频率变化的抗干扰能力较强，当被检测信号中存在谐波时，并不会对其性能产生影响，因此其选频特性能排除在检测过程中的谐波干扰，提高了本发明的检测正负序分量方法的实用性。

3.本发明设计的检测正负序分量的方法，在其检测过程中，正序分量与负序分量的值相互更新，因此该方法能实现零静差检测，提高了检测结果精确度的同时，解决了现有技术的检测结果存在静差的问题。

附图说明

图1为本发明三相PWM变换器的主电路结构图；

图2为本发明三相PWM变换器不平衡控制系统框图；

图3为本发明基于降阶谐振器的电压正负序分量检测模块框图，其中(a)为检测电压正序分量的设计框图，(b)为检测电压负序分量的设计框图；

图4为本发明三相PWM变换器的PI电压外环控制系统框图；

图5为本发明三相PWM变换器的不平衡网侧电压与畸变电流的波形；

图6为本发明三相PWM变换器网侧电压的正负序分量波形；

图7为本发明三相PWM变换器的直流侧输出电压V0波形；

图8为本发明三相PWM变换器网侧电流的波形与A相电流FFT分析；

图9为本发明三相PWM变换器瞬时有功功率p、瞬时无功功率q的波形；

图10为本发明三相PWM变换器的A相电压与电流的波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

参照图1所示的三相PWM变换器主电路结构图，其中L为交流侧滤波器电感，对应的电感等效电阻记为r

参照图2，本发明提供的基于降阶谐振器的电压正负序分量检测方法，包括基于ROR的电压正负序分量检测设计、电压外环控制设计和准PR控制策略设计，本发明的实施包括以下步骤：

步骤1：建立两相静止坐标下电网不平衡时三相PWM变换器数学模型；

步骤1.1：采集三相PWM变换器的网侧电压与电流；

通过霍尔电压传感器采集三相PWM变换器的网侧电压e

步骤1.2：在三相静止坐标系下，三相PWM变换器的电压、电流为：

其中，E、I为三相PWM变换器的电压、电流的幅值。

三相PWM变换器的电压与电流的瞬时值关系为：

步骤1.2.1：根据基尔霍夫电压定律与三相PWM变换器网侧与交流侧功率守衡定律，三相PWM变换器在三相静止坐标系下的数学模型为：

其中，S

步骤1.3：构建电网平衡状态下三相PWM变换器在两相静止坐标系的数学模型：

步骤1.3.1：对网侧电压与电流进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark坐标变换，得到变换后的电压与电流为：

步骤1.3.2：对逻辑开关函数进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark坐标变换，得到变换后的逻辑开关函数为：

步骤1.3.3：将公式(4)与公式(5)代入公式(3)，计算得出两相静止坐标下，电网平衡状态时三相PWM变换器的数学模型为：

步骤1.4：构建电网电压不平衡时三相PWM变换器在两相静止坐标系的数学模型：

步骤1.4.1：设在三相静止坐标系下，三相PWM变换器的网侧电压、电流为：

其中，P表示正序、N表示负序；e

电网电压不平衡时，两相静止坐标系三相PWM变换器网侧的电压、电流与逻辑开关函数为：

步骤1.4.2：将公式(8)代入公式(6)，计算得出两相静止坐标下，电网电压不平衡时三相PWM变换器的数学模型为：

其中，L为交流侧滤波器电感，对应的电感等效电阻记为r

步骤2：参照图3，设计基于ROR检测电压正负序分量模块：

步骤2.1：建立ROR的传递函数；

步骤2.1.1：因式分解SOGI后得得到ROR的传递函数为：

其中，s为复参变量；j为单位虚数；k

步骤2.1.2：引入带宽ω

公式(10)对应的ROR虽然在谐振频率处具有无穷大增益，但很容易造成系统的不稳定。而且当频率偏移谐振频率时，增益迅速下降，鲁棒性差。造成电网产生波动时，难以达到理想的控制效果。因此需要引入带宽ω

带宽ω

引入带宽ω

步骤2.1.3：确认谐振系数k

G

步骤2.2：消除ROR传递函数中的单位虚数j；

本文以检测三相PWM变换器网侧电压为例，分析介绍ROR进行正负序分量检测的原理。分析发现ROR的传递函数中存在单位虚数j，这使得在控制过程中ROR的传递函数是无法直接实现的，因此需要消除单位虚数j。

步骤2.2.1：消除传递函数G

当检测三相PWM变换器网侧电压在α轴、β轴的正序分量时，G

式(13)中存在je

步骤2.2.2：消除传递函数G

当检测三相PWM变换器网侧电压在α轴、β轴的负序分量时，G

上式中存在je

步骤2.3：确认ROR检测正负序分量的计算公式；

将消除了单位虚数j的公式(14)与(16)，经过变形的电压正负序分量为：

步骤3：计算准PR控制器的输入信号的参考电流i

步骤3.1：参照图4，设计电压外环控制；当对直流侧的电压进行PI控制时，三相PWM变换器的电压外环的输入为直流侧输出电压的参考值V

其中，k

步骤3.2：建立三相PWM变换器的功率方程组；

步骤3.2.1：三相PWM变换器瞬时有功功率p、瞬时无功功率q的计算公式为：

步骤3.2.2：在三相电网不平衡状态下，根据三相静止坐标系与两相静止坐标系之间的空间矢量关系结合公式(19)可知，在两相静止坐标系中三相PWM变换器网侧电压与电流在α轴为余弦量、在β轴为正弦量，且三相PWM变换器网侧电压与电流存在正序分量与负序分量，则两相静止坐标系中三相PWM变换器的功率方程为：

其中，p

步骤3.3：根据功率方程组获取参考电流，为实现单位功率因数、三相PWM变换器交流侧电流正弦化、抑制负序电流、抑制有功功率及无功功率的二倍频交流分量，需要满足的条件为P

其中，[(e

则参考电流为：

步骤4：计算准PR不平衡控制模块的参考电压e

步骤4.1：设准PR控制器的传递函数为：

其中，k

步骤4.2：将参考电流i

步骤5：将参考电压e

参照图5至图10为本发明检测方法的仿真效果验证分析：

参照图5，电网不平衡时，图5(a)为三相PWM变换器的电压波形；图5(b)为三相PWM变换器网侧畸变电流。

参照图6，在0.15s之前为电网平衡状态，在0.15s之后为电网不平衡状态。图6(a)为基于ROR检测的三相PWM变换器网侧电压的正序分量；图6(b)为基于ROR检测的三相PWM变换器网侧电压的负序分量。可以发现，当电网电压突降时，电网处于平衡状态时无负序分量均为正序电压。所检测的正负序分量的频率与三相PWM变换器网侧电压频率相同均为50Hz，其结果验证基于ROR设计的检测正负序分量的方法是有效的。

参照图7，电网不平衡状态下三相PWM变换器的直流侧输出电压V

参照图8，电网不平衡状态下三相PWM变换器的网侧电流与A相电流的FFT分析。图8(a)为三相PWM变换器未采用不平衡控制策略时网侧电流与A相电流的FFT分析；图8(b)为三相PWM变换器采用不平衡控制策略时网侧电流与A相电流的FFT分析；可以发现，未采用不平衡控制策略时，三相PWM变换器的网侧电流畸变严重并且THD高达21.14％；采用不平衡控制策略时，三相PWM变换器的网侧电流正弦化并且THD降为2.29％。

参照图9，电网不平衡状态下三相PWM变换器的瞬时有功功率p、瞬时无功功率q的波形。图9(a)为三相PWM变换器未采用不平衡控制策略时p、q的波形；图9(b)为三相PWM变换器采用不平衡控制策略时p、q的波形。可以看出，采用不平衡控制策略时，三相PWM变换器的瞬时有功功率p基本无二次纹波，瞬时无功功率q的二次纹波较未采用不平衡控制策略时也明显减小。

参照图10，电网不平衡状态下三相PWM变换器的A相电压与电流的波形。图10(a)为三相PWM变换器未采用不平衡控制策略时A相电压与电流的波形；图10(a)为三相PWM变换器采用不平衡控制策略时A相电压与电流的波形；可以计算出，采用不平衡控制策略时A相电压与电流同相位，此时三相PWM变换器的功率因数为0.9985接近单位功率因数，而采用不平衡控制策略时三相PWM变换器的功率因数只有0.4782。

上述实施方式只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。