应用于能量双向流动装置的驱动电源电路及方法

摘要

本发明提供了应用于能量双向流动装置的驱动电源电路及方法，包括依次连接的脉冲宽度调制发生器电路、变压器和整流电路；脉冲宽度调制发生器电路经过隔直电容连接到变压器原边绕组的输入端，变压器副边整流电路包括正极输出回路和负极输出回路，可产生两路隔离的正负电源，在开关周期内一个绕组输出正电源另一个绕组输出负电源交替工作，保证变压器工作的平衡；同时，通过整流电路中限流电阻和稳压管的配置可以得到任意的驱动SICMOS的正负电源。

说明书

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及应用于能量双向流动装置的驱动电源电路及方法。

背景技术

近年来，随着电动汽车迅速发展，移动储能单元的数量也在增加。只要可以智能地使用此类储能单元来存储容量，就可以带来巨大潜力。目前能量双向流动装置基本上分为双向DC-DC装置和双向AC-DC装置。相比之前单向的装置，这类装置的主要特点在于电压高、拓扑复杂和两侧均为主动功率器件。因此SiC功率器件成为该类装置的首选，其中SICMOS的应用更是带动了电力电子领域向高功率密度和小型化方向发展。SICMOS相比普通SI-MOS，有着开关频率高、绝缘耐压高、寄生参数小、损耗低等优势。国内外各厂家都相继推出SICMOS器件。但是不同厂家的技术及工艺差别，造成了SICMOS的开启电压高低不等，随之造成了驱动电压高低不等。

由于SICMOS的开启电压较低，为了保证驱动的安全与可靠，一般会构造负压作为SICMOS的关断电压。但是不同厂家的关断电压也是高低不同，在设计中无法灵活的使用不同型号的器件。针对这个问题，一方面采用更换电源芯片来构造不同电压，另一方面采用驱动变压器副边加入不同稳压管来构造不同电压。

发明人发现，更换电源芯的方案，增加了电路的复杂性和成本，尤其在功率器件较多的拓扑中，也会占据很大的空间；采用驱动变压器副边加入不同稳压管的方案，利用驱动变压器加稳压管的方式应用场合受限，仅仅能应用在全桥、半桥等拓扑中，在例如三相维也纳和三相H桥等拓扑中却无法使用，并且更为严重的问题是驱动的关断电压靠稳压管和电容并联实现，而在开关过程中，关断电压会随着寄生电容的充放电影响负电源的稳定，进而影响驱动的可靠性。

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了应用于能量双向流动装置的驱动电源电路及方法，本发明涉及的驱动电源电路体积小、配置简单并支持外扩，一方面可以满足各种拓扑的驱动，另一方面可以提供稳定的正负电压保证SICMOS工作的可靠性。

为了实现上述目的，本发明是通过如下的技术方案来实现：

第一方面，本发明提供了应用于能量双向流动装置的驱动电源电路，包括：

依次连接的脉冲宽度调制发生器电路、变压器和整流电路；

所述脉冲宽度调制发生器电路经过隔直电容连接到变压器的原边绕组电路的输入端；

变压器的副边绕组电路包括正极输出回路和负极输出回路；所述正极输出回路和负极输出回路上均并联有所述整流电路；

所述整流电路包括相互连接的限流电阻和稳压管，所述正极输出回路和负极输出回路分别并联有所述限流电阻和所述稳压管连接后的电路；还包括电容，电容的正端连接所述稳压管的阴极，负端连接所述稳压管的阳极对外输出驱动正电源。

进一步的，所述脉冲宽度调制发生器电路至少包括控制芯片，所述控制芯片的两个输出引脚分别连接第二电阻和第十一电阻；

所述第二电阻远离所述控制芯片的一端同时连接第一三极管和第二三极管的基极，第一三极管的集电极与供电电压相连；第一三极管的发射极与第二三极管的发射极相连，对外输出第一脉冲宽度调制信号；

所述第十一电阻远离所述控制芯片的一端同时连接第三三极管和第四三极管的基极，第三三极管的集电极与供电电压相连；第三三极管的发射极与第四三极管的发射极相连，对外输出第二脉冲宽度调制信号。

进一步的，所述第一脉冲宽度调制信号与所述第二脉冲宽度调制信号互差180°。

进一步的，所述第一三极管与供电电压之间并联第一电容，所述第三三极管与供电电压相连之间并联第十七电容；所述第一电容和所述第十七电容均为储能电容。

进一步的，变压器的原边绕组电路是所述第一脉冲宽度调制信号的输出端经过隔直电容连接变压器初级绕组的同名端，异名端连接所述第二脉冲宽度调制信号的输出端。

进一步的，变压器副边绕组电路包括第一副边绕组子电路和第二副边绕组子电路；

所述第一副边绕组子电路中，两个同名端分别连接第二二极管的阳极与第四二极管的阴极，所述第二二极管的阴极同时连接第二电容和第三电容的正端，所述第二电容和所述第三电容的负端分别连接两个异名端；所述第四二极管的阳极同时连接第七电容和第八电容的负端，所述第七电容和所述第八电容的正端分别连接两个异名端；

所述第二副边绕组子电路中，两个异名端分别连接第八二极管的阳极与第六二极管的阴极，所述第八二极管的阴极同时连接第二十一电容和第二十二电容的正端，所述第二十一电容和所述第二十二电容的负端分别连接两个同名端；所述第六二极管的阳极同时连接第十五电容和第十六电容的负端，所述第十五电容和所述第十六电容的正端分别连接两个同名端。

进一步的，所述第二二极管、所述第四二极管、所述第八二极管和所述第六二极管均为整流二极管。

进一步的，所述整流电路中，用于限流的第一电阻的一端连接所述第二二极管的阴极，另一端连接第一稳压管的阴极，所述第一稳压管的阳极连接第一副边绕组子电路中的一个异名端；还包括第四电容，所述第四电容的正端连接所述第一稳压管的阴极，负端连接所述第一稳压管的阳极，对外输出驱动正电源；用于限流的第五电阻一端连接第一副边绕组子电路中的异名端，另一端连接第三稳压管的阴极，所述第三稳压管的阳极连接所述第四二极管的阳极；还包括第六电容，所述第六电容的正端连接所述第三稳压管的阴极，负端连接所述第三稳压管的阳极，对外输出驱动负电源；

用于限流的第七电阻一端连接第二副边绕组子电路中的同名端，另一端连接第五稳压管的阴极，第五稳压管的阳极连接所述第六二极管的阳极，还包括第十三电容，所述第十三电容的正端连接所述第五稳压管的阴极，负端连接第五稳压管的阳极，对外输出驱动负电源；用于限流的第十电阻一端连接所述第八二极管的阴极，另一端连接第七稳压管的阴极，所述第七稳压管的阳极连接第二副边绕组子电路中的同名端；还包括第二十电容，所述第二十电容的正端连接所述第七稳压管的阴极，负端连接所述第七稳压管的阳极，对外输出驱动正电源。

进一步的，所述变压器包括一个初级绕组线圈和两个次级绕组线圈，三个绕组线圈并绕在同一个磁芯上；绕制方式为两个次级绕组线圈并绕多圈，然后三个绕组线圈并绕多圈，最后两个次级绕组线圈再并绕多圈。

第二方面，本发明还提供了一种应用于能量双向流动装置的驱动方法，包括：

第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号通过隔直电容连接到变压器原边绕组电路，隔直电容在同名端或异名端均能起作用；

原边绕组正半周时，原边绕组的同名端为高电平，第一副边绕组子电路中的同名端感应高电平，通过第二二极管、第二电容和第三电容整流后回到第一副边绕组子电路中的同名端，通过第一电阻与第一稳压管配置输出正电压；同时，第二副边绕组子电路中的同名端感应高电平，通过四十五电容、第十六电容和第六二极管整流回到第一副边绕组子电路中的同名端，通过第七电阻和第五二极管配置输出负电压；

原边绕组负半周时，原边绕组的异名端为高电平，第一副边绕组子电路中的异名端感应高电平，通过第七电容、第八电容和第四二极管整流后回到第一副边绕组子电路中的异名端，通过第五电阻和第三稳压管配置输出负电压；同时，第二副边绕组子电路中的异名端感应高电平，通过第八二极管、第二十一电容和第二十二电容整流回到第二副边绕组子电路中的异名端，通过第十电阻和第七二极管配置输出负电压；

产生两路隔离的正负电源，在开关周期内一个绕组输出正电源另一个绕组输出负电源交替工作。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

本发明中，脉冲宽度调制发生器电路经过隔直电容连接到变压器原边绕组的输入端，变压器副边整流电路包括正极输出回路和负极输出回路，可产生两路隔离的正负电源，在开关周期内一个绕组输出正电源另一个绕组输出负电源交替工作，保证变压器工作的平衡；同时，通过整流电路中限流电阻和稳压管的配置可以得到任意的驱动SICMOS的正负电源。

附图说明

构成本实施例的一部分的说明书附图用来提供对本实施例的进一步理解，本实施例的示意性实施例及其说明用于解释本实施例，并不构成对本实施例的不当限定。

图1是本发明实施例1的包括能量双向流动装置的整体框图；

图2是本发明实施例1的原理框图；

图3是本发明实施例1的脉冲宽度调制发生器电路图；

图4是本发明实施例1的变压器输出正负电源电路图；

图5是本发明实施例2的SICMOS驱动电源正半周工作原理框图；

图6是本发明实施例2的SICMOS驱动电源负半周工作原理框图；

图7是本发明实施例3的脉冲宽度调制发生器的电路图；

图8是本发明实施例3的变压器输出正负电源电路图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

实施例1：

本实施例提供了一种应用于能量双向流动装置的SICMOS驱动电源电路，属于一种应用于能量双向流动装置的驱动电源电路，如图1所示，端口A连接功率开关单元A经过高频隔离变压器与功率开关单元B连接，端口B与功率开关单元B相连。其中能量可以由端口A流向端口B，也可以由端口B流向端口A；功率开关单元A/B分别连接各自的驱动和驱动电源。

SICMOS驱动电源，如图2所示，包括脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)发生器电路、变压器、整流电路和正负电源；所述PWM发生器电路、所述变压器、所述整流电路和所述正负电源依次连接，所述PWM发生器电路的连接到变压器原边绕组的输入端，变压器副边连接整流电路并输出正负电源。

如图3所示，所述PWM发生器电路的具体结构为：包括PWM控制芯片SG3525；第三电阻R3、第五电阻C5与第四电阻R4、第十一电容C11及第十九电容C19与内部运放构成的补偿电路；第六电阻R6和第十四电容C14组成充电回路，第八电阻R8和所述第十四电容C14组成放电回路，根据这三个参数设定SG3525的震荡频率与死区时间；第十八电容C18连接内部恒流源，对电容充电可以设置缓起时间，并且由第十九二极管D9来限制缓起电容的电压；第九电阻R9为外部异常中断控制引脚的下拉电阻；第十电容C10和第十二电容C12作为滤波电容连接到供电引脚Vcc；第二电阻R2和第十一电阻R11分别连接芯片的PWM输出引脚OUTB(第一输出引脚)与OUTA(第二输出引脚)，两个PWM信号互差180°；所述第二电阻R2的另一端同时连接第一三极管Q1和第二三极管Q2的基极，所述第一三极管Q1的集电极与Vcc相连并联第一电容C1，所述第一电容C1为储能电容；所述第一三极管Q1的发射极与所述第二三极管Q2的发射极相连，对外输出PWM+信号；所述第二三极管Q2的集电极连接系统GND；所述第十一电阻R11的另一端同时连接第三三极管和第四三接管的基极，所述第三三极管Q3的集电极与Vcc相连并联第十七电容C17，所述第十七电容C17为储能电容；所述第三三极管Q3的发射极与所述第四三极管Q4的发射极相连，对外输出PWM-信号；所述第四三极管Q4的集电极连接系统GND；PWM+与PWM-信号互差180°输出。

如图4所示，所述的变压器输出正负电源电路具体结构为：由变压器原边电路、变压器副边整流电路、稳压电路组成；变压器原边电路是前级输出的PWM+经过隔直电容C9连接变压器初级绕组的同名端2，异名端4连接前级输出的PWM-。变压器副边绕组电路包括第一副边绕组子电路和第二副边绕组子电路；第一副边绕组子电路中，变压器副边电路绕组的同名端10连接第二二极管D2的阳极与所述第二二极管D4的阴极，所述第二二极管D2的阴极同时连接第二电容C2和第三电容C3的正端，所述第二电容C2和所述第三电容C3的负端连接绕组的异名端9；第四二极管D4的阳极同时连接第七电容C7和第八电容C8的负端，所述第七电容C7和所述第八电容C8的正端连接绕组的异名端9；第二副边绕组子电路中，变压器副边电路绕组的异名端6连接第八二极管D8的阳极与第六二极管D6的阴极，所述第八二极管D8的阴极同时连接第二十一电容C21和第二十二电容C22的正端，所述第二十一电容C21和所述第二十二电容C22的负端连接绕组的同名端7；所述第六二极管D6的阳极同时连接第十五电容C15和第十六电容C16的负端，所述第十五电容C15和所述第十六电容C16的正端连接绕组的同名端7；所述第二二极管D2、所述第四二极管D4、所述第八二极管D8和所述第六二极管D6均为整流二极管。

稳压电路是第一电阻R1作为限流电阻一端连接所述第二二极管D2的阴极，另一端连接第一稳压管D1的阴极，所述第一稳压管D1的阳极连接副边绕组的异名端9，第四电容C4的正端连接所述第一稳压管D1的阴极，负端连接所述第一稳压管D1的阳极对外输出驱动正电源(+VA，0VA)；第五电阻R5作为限流电阻一端连接副边绕组的异名端9，另一端连接第三稳压管D3的阴极，所述第三稳压管D3的阳极连接所述第四二极管D4的阳极，第六电容C6的正端连接第三稳压管D3的阴极，负端连接第三稳压管D3的阳极对外输出驱动负电源(-VA，0VA)。另一路稳压电路是第七电阻R7作为限流电阻一端连接副边绕组的同名端7，另一端连接第五稳压管D5的阴极，所述第五稳压管D5的阳极连接所述第六二极管D6的阳极，第十三电容C13的正端连接第五稳压管D5的阴极，负端连接第五稳压管D5的阳极对外输出驱动负电源(-VB，0VB)；第十电容R10作为限流电阻一端连接所述第八二极管D8的阴极，另一端连接第七稳压管D7的阴极，所述第七稳压管D7的阳极连接边绕组的同名端7，第二十电容C20的正端连接第七稳压管D7的阴极，负端连接第七稳压管D7的阳极对外输出驱动正电源(+VB，0VB)。

变压器由初级的一个绕组与次级的两个绕组组成，匝比可以为10：18：18。具体匝比根据实际应用情况设计，三个绕组并绕在同一个磁芯上。具体绕制方式可以为次级两个线圈并绕4圈，然后与初级三个线圈并绕10圈，最后次级两个绕组并绕4圈。这样最大可能的保证了两个绕组参数的一致性，可以得到更加稳定的两路电压。上述变压器由初级的一个绕组与次级的两个绕组组成，三个绕组并绕在同一个磁芯上。若匝比不是1：1，则采用副边并绕-原副边并绕-副边并绕的绕制方式，其中最内层与最外层的并绕匝数一致，这样最大可能的保证了两个绕组参数的一致性，可以得到更加稳定的两路电压。

本实施例的有益效果包括：

1、解决了以往利用驱动变压器驱动SICMOS时拓扑受限的情况，在驱动占空比大于50％时仍能正常提供驱动电源；

2、解决了利用二极管与电容并联措施产生负压的不稳定问题：一是由于开通过程充电电流较小，如无法选取合适的电容则无法提供期望负压值，二是在关断快结束时由于电容放电，关断电平会逐渐变高，不再是稳定负压，会影响驱动可靠性；

3、变压器正负半周交替输出正负电压，工作均衡。单个变压器可输出两路隔离正负驱动电压，输出电压稳定并容易配置，可兼容不同型号SICMOS的驱动电压；

4、变压器的绕制方法为三明治+并绕两种方式结合，使得两路电源的一致性更好。

实施例2：

本实施例提供了一种应用于能量双向流动装置的驱动方法，采用了如实施例1中所述的应用于能量双向流动装置的驱动电源电路，包括：

本发明的工作情况：PWM控制芯片通过配置输出两路固定频率、占空比为50％带死区的PWM波形，两路波形互差180°，幅值与供电电压Vcc一致。两路PWM通过隔直电容C9连接到变压器原边绕组，隔直电容C9在同名端或异名端均能起作用。副边绕组有两路，每一路绕组连接两路整流电路输出正负电压。

具体工作模式为原边绕组正半周时(如图5)，原边绕组的同名端2为高电平，第一副边绕组子电路中的同名端10感应高电平，通过第二二极管D2、第二电容C2和第三电容C3整流后回到绕组9，通过第一电阻R1与第一稳压管D1配置输出正电压(+VA，0VA)；同时，第二副边绕组子电路中的同名端7感应出高电平，通过第十五电容C15、第十六电容C16和第六二极管D6整流回到绕组6，通过第七电阻电阻R7和第五稳压管D5配置输出负电压(-VB，0VB)。

原边绕组负半周时(如图6)，原边绕组的异名端4为高电平，第一副边绕组子电路中的异名端9感应高电平，通过第七电容C7、第八电容C8和第四二极管D4整流后回到绕组10，通过第五电阻R5与第三稳压管D3配置输出负电压(-VA，0VA)；同时，第二副边绕组子电路中的异名端6感应出高电平，通过第八二极管D8、第二十一电容C21和第二十二电容C22整流回到绕组7，通过第十电阻电阻R10与第七稳压管D7配置输出负电压(+VB，0VB)。

如此产生两路隔离的正负电源，在开关周期内一个绕组输出正电源另一个绕组输出负电源交替工作，保证变压器工作的平衡。并通过稳压管与限流电阻的配置可以得到任意的驱动SICMOS的正负电源。

实施例3：

如图7所示，本实施例是在实施例1的基础上，PWM发生器也可以由MCU直接发出低电压域的PWM，经过驱动芯片输出高电平的PWM激励信号。使用这种方式时，可以通过MCU控制驱动电源的产生，有利于降低待机时的功耗。

如图8所示，如果采用MCU加驱动芯片的方式产生PWM激励信号需通过隔直电容C9连接到变压器原边绕组的同名端2，异名端2连接系统GND。这种情况下，需要隔直电容C9将驱动芯片输出的单极性PWM转换为变压器原边绕组两端的双极性PWM，变压器副边工作模式与上述一致。此时需要注意调整变压器匝比，变压器原边激励信号是之前的二分之一，所以副边对原边的匝数比需要提高一倍。

对于采用MCU构造PWM发生器的方式具有输出电压可控的特点，有助于降低待机功耗；利用MCU信号控制驱动电源的输出，可以在装置待机时降低整个系统的功耗。

以上所述仅为本实施例的优选实施例而已，并不用于限制本实施例，对于本领域的技术人员来说，本实施例可以有各种更改和变化。凡在本实施例的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实施例的保护范围之内。