为集成电路提供低功率电荷泵

摘要

在一个实施例中，一种装置包括：放大器，用于将参考电压与反馈电压进行比较，并且基于比较而输出比较信号；耦合到放大器的环路电路，其中所述环路电路要接收比较信号，并且在第一操作模式下向放大器提供经调节的电压作为反馈电压，并且在第二操作模式下向放大器提供预确定反馈比点作为反馈电压；以及耦合到放大器的输出设备。输出设备可以被配置为接收供应电压和比较信号，并且至少部分地基于比较信号而在输出节点处输出经调节的电压。

说明书

背景技术

现代集成电路（IC）拥有大量的计算和其它处理能力。这样的IC的内部电路可以在不同的电压电平下操作。至少最初从芯片外源提供这样的电压。继而，集成电路包括一个或多个内部电压调节器，以将供应电压调节到所需电平。这样的调节器电路在潜在宽输入电压范围和输出电压范围内操作是个挑战，因为实现宽操作范围的灵活性限制了调节器的效率。除其它考虑之外，这样的限制尤其可能影响性能、功耗。

发明内容

在一方面，一种装置包括：放大器，用于将参考电压与反馈电压进行比较，并且基于该比较输出比较信号；耦合到放大器的环路电路，其中所述环路电路要接收比较信号，并且在第一操作模式下向放大器提供经调节的电压作为反馈电压，以及在第二操作模式下向放大器提供预确定反馈比点作为反馈电压；以及耦合到放大器的输出设备。输出设备可以被配置为接收供应电压和比较信号，并且至少部分地基于比较信号而在输出节点处输出经调节的电压。

在示例中，环路电路包括耦合到输出节点的分压器，其中在第二操作模式下，环路电路要向放大器提供预确定反馈比点，作为来自耦合在分压器的第一电阻器和第二电阻器之间的反馈节点的反馈信号。环路电路可以进一步包括耦合在输出节点和反馈节点之间的开关，其中在第一操作模式下，开关闭合以提供经调节的电压作为反馈电压。

在示例中，该装置进一步包括：耦合到放大器的电流源；以及耦合到电流源的开关，其中在第一操作模式下，开关被启用以使电流源向放大器提供升压电流，并且在第二操作模式下，开关被禁用以将电流源从放大器去耦合。该装置可以进一步包括电荷泵，用于向放大器供应电荷泵电压，该电荷泵电压不同于供应电压。环路电路可以在第一操作模式下完全闭合，而在第二操作模式下部分闭合。该装置可以进一步包括控制器，用于发送反馈控制信号，以使环路电路在第一操作模式期间向放大器提供经调节的电压作为反馈电压。该装置可以是电压调节器，用于在包括打盹操作模式的第二操作模式期间操作，其中所述控制器要在包括从正常操作模式到打盹操作模式的转变的第一操作模式期间发送反馈控制信号。

在另一方面，一种装置包括：第一低压差（LDO）调节器，用于接收供应电压并且输出第一经调节的电压；耦合在第一LDO调节器和输出节点之间的至少一个电容器，该至少一个电容器要由第一经调节的电压充电，并且向输出节点提供第二经调节的电压；耦合到所述至少一个电容器的反馈环路；以及耦合到输出节点的输出设备。反馈环路可以包括：比较器，用于在参考电压节点处接收参考电压以及在反馈电压节点处接收反馈电压，并且基于参考电压与反馈电压的比较来提供信号；以及时钟分频器，用于接收信号，并且当反馈电压小于参考电压时，使至少一个电容器耦合到输出节点。当供应电压超过第二经调节的电压至少阈值电平时，输出设备要提供第二经调节的电压，并且反馈环路要停止切换。

在示例中，输出设备包括耦合到输出节点的第一端子、接收供应电压的第二端子和接收供应电压的栅极端子。反馈环路可以进一步包括耦合在比较器的输出节点和参考电压节点之间的多个二极管连接的晶体管。反馈环路可以进一步包括耦合在比较器的输出节点和反馈电压节点之间的第二电容器。

在示例中，该装置进一步包括：第一电压调节器，用于接收第二经调节的电压并且输出至少一个第一附加经调节的电压；以及第二电压调节器，用于接收第二经调节的电压并且输出至少一个第二附加经调节的电压。第一电压调节器可以具有反馈环路，以在第一操作模式下以闭环配置操作，并且在第二操作模式下以部分闭环配置操作。

第一电压调节器可以进一步包括：放大器，用于将参考电压与反馈电压进行比较，并且基于该比较输出比较信号；反馈环路耦合到放大器，其中所述反馈电路要接收比较信号并且在第一操作模式下向放大器提供所述至少一个第一附加经调节的电压作为反馈电压，并且在第二操作模式下向放大器提供预确定反馈比点作为反馈电压；以及耦合到放大器的输出设备，其中所述输出设备要接收供应电压和比较信号，并且至少部分地基于比较信号而在输出节点处输出至少一个第一附加经调节的电压。

在又另一方面，一种装置包括：放大器，用于将参考电压与反馈电压进行比较，并且基于该比较输出比较信号；耦合到放大器的环路电路，以及耦合到放大器的输出设备。该环路电路可以包括：耦合到输出节点的分压器，该分压器用于向放大器提供反馈电压；电流传感器，用于感测输出节点处的电流，该电流传感器用于向放大器提供感测到的电流；以及耦合在输出节点和放大器之间的反馈电容器。输出设备可以接收比较信号和供应电压，并且至少部分地基于比较信号而在输出节点处输出经调节的电压。

在示例中，该装置包括无盖电压调节器。该装置可以进一步包括耦合到输出节点的电平移位器电路，其中电平移位器电路要接收经调节的电压并且输出电平移位电压。该装置可以进一步包括：耦合到电平移位器电路的第二输出设备，用于接收电平移位电压并且向第一负载电路输出第一经调节的电压；以及耦合到电平移位器电路的第三输出设备，用于接收电平移位电压并且向第二负载电路输出第二经调节的电压，其中所述经调节的电压和第一经调节的电压处于第一电压电平，以及第三经调节的电压处于第二电压电平。输出设备可以在活动模式和打盹模式下输出经调节的电压，第二输出设备可以在打盹模式下输出第一经调节的电压，以及第三输出设备可以在打盹模式下输出第二经调节的电压。

附图说明

图1是根据实施例的集成电路的高级别框图。

图2是根据实施例的低功率电压调节器的框图。

图3是根据一个实施例的电压调节器的示意图。

图4是根据一个实施例的另一电压调节器的示意图。

图5是根据实施例的电荷泵的示意图。

图6是图示根据实施例的电压调节器操作的时序图。

图7是根据实施例的方法的流程图。

图8是根据实施例的代表性集成电路的框图。

具体实施方式

在各种实施例中，可以灵活地控制具有至少一个片上电压调节器的集成电路，以使电压调节器在宽输入和输出电压范围内操作。此外，电压调节器电路可以包括多个独立的电压调节器，其可以被控制为在不同的操作模式下被动态地启用和禁用，以提供具有不同电流能力的一个或多个经调节的电压电平。在一些实施方式中，可以在没有外部电容器补偿的情况下提供这些多个输出电压电平。仍进一步，实施例可以提供对于宽范围的负载电容和负载电流稳定的调节输出电压，同时消耗低静态电流。

现在参考图1，示出了根据实施例的集成电路（IC）的高级别框图。如图1中所示出的，IC 100包括电压生成器电路110（其细节在本文中进一步描述）和电路150，所述电路150可以包括IC 100的主要模拟和数字电路。在图1的高级别中，仅示出了IC 100内的几个相关组件。可以说，给定的集成电路可以包括各种不同的组件，范围从诸如处理核心、微控制器单元等之类的处理电路，到模拟电路、存储器电路、外围电路、射频（RF）电路和许多其它类型的电路。在实施例中，图1中所示出的所有电路可以在单个半导体管芯上实现。

在所示出的高级别中，电路150包括多个模拟电路155

参考电压生成器电路110，在高功率操作模式（本文中一般称为HD模式）和低功率操作模式（本文中一般称为LD模式）二者下，提供不同的组件来实现多个电压的生成。如所看到的，电压生成器电路110包括欠压检测器112。欠压检测器112被配置为接收由多个内部电压调节器115、116中的至少一个输出的经调节的电压，并且确定欠压状况的存在。当检测到这样的欠压状况时，欠压检测器112可以发出欠压信号，这可以引起IC 100的复位。如进一步示出的，欠压检测器112进一步可以被配置为当其检测到调节器115、116正在输出适当的经调节的电压时输出功率控制信号。欠压检测器112还可以检测供应电压（vddx）、LD带隙参考电压（LDBIAS）和HD带隙参考电压（HDBIAS）。

如进一步示出的，电压生成器电路110包括多个电压调节器115和116。在实施例中，电压调节器115、116可以被实现为低压差（LDO）调节器。更具体地，提供多个高功率电压调节器115

代替地，当在低功率模式下操作时，例如，在打盹模式下，电压调节器115可以被禁用，并且对应的低功率电压调节器116

如图1中进一步示出的，电压生成器电路110还包括多个偏置电路，即偏置电路117、118，它们可以生成对应的偏置电压以提供给电压调节器115、116。

以交叉影线所示出的图1的那些框在低功率模式和高功率模式二者下都是活动的，使得这些交叉影线框在打盹模式下被启用。代替地，没有这样的交叉阴影的框在打盹模式下被禁用。因此，高功率电压调节器115连同对应的偏置电路117以及包括模拟电路155和振荡器电路156的至少一部分的其它电路在打盹模式下被禁用。注意，除非处于关断模式，否则调节器116

在实施例中，电压调节器115

在实施例中，电压调节器115

进一步参考图1，注意，经调节的低电压输出电平vddd在调节器115

现在参考图2，示出了根据实施例的低功率电压调节器的框图。更具体地，如如图2中所示出的，电压调节器电路200包括多个电压调节器216

如图2中进一步图示的，电压调节器216接收供应电压（vddx）。在实施例中，该供应电压可以依赖于其中实施电压调节器电路200的特定系统而变化，并且可以例如基于可用的电池电压而进一步变化。依赖于实施方式和状况，该供应电压可以在宽的操作范围内（例如，在大约1.7伏到5.5伏之间）变化。电压调节器216进一步可以被配置为接收电荷泵210的电压输出。

如所看到的，电荷泵210也接收供应电压vddx。在操作中，电荷泵210被配置为维持并且提供输出电压电平，该输出电压电平是供应电压（并且更具体地，vddx减去电荷泵的功率晶体管的阈值电压（Vth））或预确定电压中的最大一个，在实施例中，所述预确定电压可以是2.7伏。这样，电压调节器216被配置为接收从电荷泵210输出的供应电压和电荷泵电压。

电压调节器216

接下来参考电压调节器216

现在参考图3，示出了根据一个实施例的电压调节器的示意图。如图3中所示出的，电压调节器300是低功率电压调节器，其被配置为输出经调节的低电压（vddd）。在实施例中，该低电压可以是大约1.2伏。在实施例中，调节器300可以输出1毫安（mA）DC负载电流，其中负载电容在大约200皮法（pF）和1.2纳法（nF）之间，表示为负载电容（Cload）。

如图3中所示出的，电压调节器300包括跨导器310，所述跨导器310被配置为接收其可以从带隙电压生成器接收的参考电压（vlpbg）和反馈电压（vfb）。在实施例中，参考电压可以设置为1.2伏。如本文中将进一步描述的，取决于操作模式，从环路350接收多个反馈电压中的一个。在某种操作模式下，环路350可以是部分闭环，而在另一操作模式下，环路350可以是完全闭环。利用部分闭合或完全闭合环路350的该可控布置，可以在低功率和高功率模式之间发生平滑转变或切换。也就是说，控制环路350部分闭合或部分完全闭合使得电压调节器300能够快速启动，防止当打盹模式被激活时大的过冲（超过击穿）或下冲（由于低电压引起的芯片复位），使得电压调节器300可以以足够的电流容量快速提供经调节的电压输出以处置负载需求，并且允许高功率电压调节器（图3中未示出）快速断电，从而降低功耗。

如图3中所示出的，从反馈节点332接收反馈电压（vfb）。如所示出的，反馈节点332也是耦合在电阻器340和345之间的电阻器间节点。在实施例中，电阻器340的电阻可以是电阻器345的电阻的两倍（2R到R）。如进一步示出的，电流源330也耦合到反馈节点332。

此外，实现为p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管（PMOS）设备335的开关耦合在输出节点348和反馈节点332之间。当电压调节器300在打盹模式下完全通电时，控制信号（snz_enb_fast）是活动的，以使PMOS设备335关闭，因此使得反馈电压能够成为由电阻器340、345实现的分压器的电阻器间节点处的电压。当完全通电时，电压调节器300在部分调节模式下操作，其中反馈电压是经调节的输出电压vddd（在输出节点348处）和中间电压（在电阻器340和345之间的节点处）之间的比。利用这种部分闭环，反馈看不到负载电容（Cload），这是难以补偿的。

因此，该分压器充当电流感测环路，以使得输出电压能够被调节到高达电荷泵电压的电平，从而实现更好的负载调节。利用电阻器340和345之间的上面的2∶1的比，该反馈电压因此是输出节点348处的输出电压的1/3。在这种配置中，在这种部分闭合的复制环路操作中，环路350从反馈节点332向跨导器310提供反馈电压。经由求和电阻器340、345的部分闭环的这种布置提供了极点-零点对，当存在高负载电容时，所述极点-零点对有助于维持相位裕度。内部极点（P1）和输出极点（P2）的该总和在输出极点之前生成零点，并且因此确保大范围输出电容的稳定性。

代替地，当进入打盹模式并且电压调节器300在从活动模式到打盹模式的转变期间首先通电时，基于非活动控制信号（snz_enb_fast）关闭PMOS设备335，这使输出节点348处的经调节的输出电压作为反馈电压被提供给跨导器310。利用该完全闭环，可以实现高功率和低功率模式之间的更平滑切换，因为跨导器310操作以调节到该更高的电压电平。注意，在这种启动状况下，调节器300和高功率调节器二者开启。高功率调节器的参考电压可以被设置为比调节器300的参考电压低的电平，使得调节器300将开始接管负载电流。

为了进一步帮助平滑切换，注意耦合到跨导器310的电流源315的存在。继而，电流源315耦合到n沟道MOSFET（NMOS）设备318，所述n沟道MOSFET（NMOS）设备318具有被耦合以接收另一控制信号（snz_en_fast）的栅极端子。注意，该控制信号是提供给PMOS 335的控制信号的互补信号。当电压调节器300在从活动模式到打盹模式的转变期间首次被启用并且该控制信号是活动的时，电流源315的附加电流被切换到跨导体310中，以允许更快的稳定。

当电压调节器300在打盹模式下变得完全通电时，该控制信号可以被禁用，从而有效地禁用电流源315。跨导器310也被耦合以接收电荷泵电压vddcp。当电压调节器300变得完全通电时，可以关闭高功率调节器，而不会在经调节的输出vddd上引起大的过冲/下冲。在实施例中，高功率调节器可以在PMOS设备335和NMOS设备318也被关闭的同时被关闭。

如图3中进一步图示的，电压调节器300包括输出设备325，实现为NMOS设备。在实施例中，NMOS设备325可以被实现为本地五伏设备或正常五伏设备。输出设备325充当传递设备，以在输出节点348处提供经调节的电压。如所示出的，NMOS设备325具有被耦合以接收跨导器310的输出的栅极端子，即用于选通NMOS设备325的比较信号。继而，NMOS设备325具有耦合到输出节点348的源极端子和耦合到供应电压节点的漏极端子。

如进一步图示的，电压调节器300进一步包括复制设备320。在实施例中，复制设备320可以被实现为另一NMOS本地五伏设备或正常五伏设备。复制设备320可以被设置大小为小于NMOS设备325，例如大小的一半。如所示出的，复制设备320具有被耦合以接收从跨导体310输出的比较信号的栅极端子。继而，复制设备320具有耦合到电阻器340的源极端子和耦合到供应电压节点的漏极端子。注意，跨导体310和NMOS设备320、325通过耦合到不同的供应电压（vddcp和vddx）的方式潜在地接收不同的供应电压。还要注意耦合到跨导器310的输出的电容器C

现在参考图4，示出了根据一个实施例的另一电压调节器的示意图。如图4中所示出的，电压调节器400是低功率电压调节器，其被配置为输出多个经调节的高电压（vddh_ld、vddh和vddh_flash）。在实施例中，这些高电压可以在大约2.2伏和3.2伏之间，其可以是可编程的，例如以50mv的步长，可以输出大约20uA到100uA之间的负载电流，其中负载电容最大值大约为450pF。

一般而言，调节器400类似于图3的调节器300来实现（注意对应于图3的“300”系列参考标记的“400”系列参考标记的使用）。为便于讨论，仅讨论调节器之间的差异。然而，在该配置中，存在固定的闭环布置，其中反馈电压（vfb）存在于耦合在分压器的电阻器440、442之间的电阻器间节点处，所述分压器耦合到输出节点448，所述反馈电压（vfb）耦合到跨导器410的反馈输入节点。

如图4中进一步示出的，附加反馈路径耦合到跨导器410。在实施例中，经调节的低功率高电压vddh_ld进一步可以经由Ahuja环路进行闭环补偿。如所示出的，Ahuja环路包括反馈电容器Cfb和电流传感器412。电流传感器412使用电流镜和电流源来实现。如所示出的，电流传感器412包括由耦合在输出节点448和跨导体410之间的NMOS设备414、416以及417、418形成的一对电流镜。更具体地，如所示出的，NMOS设备414的漏极端子向跨导器410提供电流反馈。反馈电容器Cfb也耦合在输出节点448和跨导器410之间。电流传感器412可以提供改进的高频电源抑制（PSR）。换句话说，电流传感器412可以向跨导器410提供自适应偏置，以便在突然进行加载时快速响应。

如进一步示出的，在打盹模式期间，调节器400还为IC的附加电路提供经调节的高电压供应。为此，调节器400包括电平移位器，以提供这些附加的经调节的输出。如所示出的，输出节点448进一步耦合到NMOS设备445的栅极端子。继而，NMOS设备445具有被耦合以接收供应电压vddx的漏极端子和耦合到电流源460的源极端子。该源极端子还与二极管连接的NMOS设备450的源极端子耦合。如所看到的，NMOS设备450具有耦合到另一二极管连接的NMOS设备455的源极端子的漏极端子，所述二极管连接的NMOS设备455具有耦合到另一电流源465（继而耦合到电荷泵输出电压（vddcp））的漏极端子。注意，电平移位器电路由电荷泵电压供电，避免了大负载电容的稳定性问题，并且节省了偏置电流消耗。并且没有大的补偿电容器，电压调节器400的加电可以在短持续时间内实现。。

如所示出的，NMOS设备455的共同耦合的栅极和漏极端子耦合到输出设备470、480，每个输出设备可以实现为NMOS设备，其具有耦合到供应电压vddx的漏极端子，以及向相应的负载电路C

现在参考图5，示出了根据实施例的电荷泵的示意图。如图5中所示出的，电荷泵500可以被提供为在低功率电平下操作，以向多个低功率电压调节器提供输入电压，如本文中所描述的。在实施例中，电荷泵500可以对应于图2中所示出的电荷泵210。如图5中所图示的，电荷泵500被耦合以接收LDO调节器510中的供应电压，该供应电压向第一逆变器电路520提供经调节的电压，例如为1.8伏。在实施例中，第一逆变器电路520可以用背对背逆变器来实现，该背对背逆变器继而耦合到一对并联电容器C1、C2。在实施例中，电容器C1、C2可以被实现为耦合在第一逆变器电路520和第二逆变器电路525之间的0.8 pF电容器。

继而，逆变器电路520、525可以由时钟分频器530控制，所述时钟分频器530在被启用时提供时钟信号来操作逆变器电路520、525。代替地，当反馈环路（一般以555图示）停止切换时，时钟分频器530也停止切换，从而防止逆变器电路520、525切换。

第二逆变器电路525在被启用时以预确定电压电平（例如，2.7伏）向输出节点570输出电荷泵输出电压（vddcp）。注意，由电容器C4表示的负载电路的负载要求可以是相对低的负载要求，例如，小于大约4uA，例如，为低功率电压调节器的跨导器和电流源供应电流。

反馈环路555包括多个二极管连接的晶体管540、545、550。如所看到的，这些晶体管中的每一个均可以实现为PMOS设备。这些晶体管经由对应的电阻器R1、R2、R3（它们可以相等地定值）串联耦合。如所示出的，晶体管545的漏极端子耦合到比较器560的反馈输入节点。如所示出的，比较器560进一步经由参考电压节点接收参考电压电平vref（在实施例中可以是0.9伏）。当比较器560确定反馈电压下降到低于参考电压电平时，它输出脉冲信号。该脉冲信号启用时钟分频器530，并且开始对电容器C4进行增压，并且因此电压开始增加。以这种方式，可以维持电荷泵500的输出。反馈电容器Cfb耦合在输出节点570和比较器560的反馈输入节点之间。

注意，当输出节点570处的电压超过第二逆变器电路525输出的电压电平（即2.7伏）晶体管530的阈值电压（Vth）时，发生这种状况（当反馈电压大于参考电压时）。在实施例中，晶体管530可以被实现为本地5伏NMOS设备。如所看到的，NMOS设备530具有被耦合以接收供应电压的栅极端子和漏极端子，以及耦合到输出节点570的源极端子。因此，当供应电压超过该2.7V+Vth的电平时，输出节点570处的输出电压是供应电压电平（小于Vth）。在该实例中，反馈环路555可以自然地停止切换，从而降低功耗。

利用这种布置，电荷泵500可以在非常低的功率电平下操作，同时用于将小于2.7V的供应电压电平升压到2.7V电平。代替地，当供应电压电平超过2.7V+Vth时，避免电荷泵500中的开关功率损失，并且可以经由晶体管530从供应电压提供输出电压。理解的是，虽然在图5中的实施例中以该高电平示出，但是许多变型和替代是可能的。

现在参考图6，示出了图示根据实施例的电压调节器操作的时序图。如图6中所示出的，时序图600图示了用于实现低功率和高功率模式之间的平滑转变或切换（反之亦然）的各种控制信号。如所图示的，图6中所示出的持续时间可以被分解成第一持续时间610、第二持续时间620和第三持续时间630。在第一持续时间610中，高功率电压调节器开启，并且低功率电压调节器关闭。因此，持续时间610对应于活动操作模式，其中由组合电压调节器供电的电路处于活动模式。代替地，在第二持续时间620中，发生打盹模式，包括进入和离开该打盹模式的转变持续时间。在第二持续时间620期间，低功率电压调节器被通电，并且高功率电压调节器在到打盹模式的进入转变之后转变到关闭，并且然后在从打盹模式的退出转变时回到开启。此后，在第三持续时间630中，活动模式再次发生，并且低功率电压调节器被关闭。

在第一持续时间610中，可以禁用低功率电压调节器。并且高功率电压调节器通过非活动打盹模式控制信号640（snooze_ldreg）来启用。在第二持续时间620的开始，其从活动模式转变到打盹模式开始，打盹模式控制信号640变高。附加控制信号645和650可以作为模式状态提供给数字电路。也如所示出的，附加控制信号655（enb_mask_hdreg_ldh）使提供给高功率电压调节器的参考电压降低，例如从1.2V到1.1V。

同时，电流源控制信号660（snz_en_fast）变高，使电流源向低功率电压调节器的跨导器提供电流。此外，该电流源控制信号的互补信号，即部分环路控制信号（snz_enb_fast，图6中未示出），使低功率电压调节器的完全闭合反馈环路配置活动。在低功率电压调节器完全上电的持续时间之后（其可以是大约90-100微秒的量级），这两个控制信号翻转状态，使反馈环路进入部分反馈环路布置并且禁用电流源。这种部分反馈环路配置被维持，直到从打盹模式到活动模式的下一个转变。也同时，高功率电压调节器可以被关闭，从而有效地结束高功率模式和低功率模式之间的平滑进入转变。

注意，在第二持续时间620结束时，当从打盹模式到活动模式的退出转换发生时，高功率电压调节器被开启，并且其参考电压被设置回1.2伏。在该持续时间期间，向高电压调节器提供偏置电压的偏置电路也可以连同高功率电压调节器的附加电路一起被加电。当持续时间630开始时，低功率电压调节器可以被关闭，并且高功率电压调节器完全活动，以在该活动模式下向活动电路提供经调节的电压。

现在参考图7，示出了根据实施例的方法的流程图。更具体地，方法700是根据实施例的用于控制一个或多个低功率电压调节器的方法。如所图示的，方法700可以由硬件电路、固件、软件和/或其组合来施行。在特定实施例中，方法700可以在电压调节器的电路内响应于基于如由诸如MCU之类的控制电路确定的操作模式接收的控制信号来施行。

方法700开始于集成电路的活动模式，其中高功率电压调节器正在向集成电路的电路（诸如数字电路）提供至少一个经调节的电压。在框710处的这样的活动模式操作期间，接收打盹模式启用信号。在实施例中，该信号可以在集成电路的数字电路内接收。响应于该打盹模式启用信号，可以降低高功率电压调节器的参考电压（框720）。例如，高功率电压调节器可以将其参考电压从其正在调节输出电压的1.2伏电平降低到更低的参考电压，例如1.1伏。

在从活动模式转变到打盹模式期间的该相同点，可以开启低功率电压调节器，并且可以启用电压调节器的完全反馈环路（框730）。利用该完全反馈环路，低电压调节器开始接管先前由高功率电压调节器提供的负载电流。

当活动模式和打盹模式之间的该转变部分完成，使得低功率电压调节器可以完全供应负载电流时，控制接下来传递到框740，其中可以关闭高功率电压调节器。此外，在该点处，低功率电压调节器可以被切换到部分反馈环路配置，使得小于经调节的输出电压的电压被反馈回到低功率电压调节器。在该点处，集成电路处于打盹模式，其中因为大部分或全部数字电路不活动，所以由低功率电压调节器提供有限的负载电流。

仍参考图7，稍后，可以接收活动模式启用信号（框750）。因此，该活动信号指示数字电路要再次进入活动模式。这样，高功率电压调节器可以被开启（框760）。也在此时，该高功率电压调节器的参考电压可以增加回到其预确定电平，例如1.2伏。在高功率电压调节器的该加电期间，理解的是，当偏置电路和高功率电压调节器加电时，低功率电压调节器保持开启以提供足够的负载电流。最后，在框770处，可以开始活动模式，并且可以关闭低功率电压调节器，因为高功率电压调节器可以向数字电路提供足够的电流。理解的是，虽然在图7的实施例中以该高电平示出，但是理解的是，许多变型和替代是可能的。

现在参考图8，示出了代表性集成电路800的框图，所述集成电路800可以包括控制电路，以控制IC 800的电压调节器在活动操作模式和打盹操作模式之间改变的模式期间在高功率和低功率电压调节器之间切换，如本文中所描述的。在图8中所示出的实施例中，集成电路800可以是例如微控制器、无线收发器或可以用于各种用例的其它设备，包括感测、监视、嵌入式应用、通信、应用等。在所示出的实施例中，集成电路800包括存储器系统810，在实施例中，所述存储器系统810可以包括诸如闪速存储器之类的非易失性存储器和诸如RAM之类的易失性存储器。存储器系统810经由总线850耦合到数字核心820，所述数字核心820可以包括一个或多个核心和/或微控制器，其充当集成电路的主处理单元。数字核心820包括调节器控制电路825，其可以提供控制信号来控制功率电路840中存在的电压调节器电路的操作。数字核心820还可以耦合到时钟生成器830，所述时钟生成器830可以提供一个或多个锁相环或其它时钟生成电路，以生成供IC的电路使用的各种时钟。

功率电路840可以包括如本文中所描述的一个或多个电压调节器。如所图示的，至少一个功率焊盘842可以向功率电路840提供电压，以作为功率电路840的一个或多个调节器的供应电压。该供应电压可以处于低于、等于或高于电压调节器输出的一个或多个经调节的电压的电平。一个或多个这样的电压调节器可以包括如本文中所描述的可配置反馈环路，以在从打盹模式转变到活动模式时的瞬态操作期间提供适当的反馈电压，并且反之亦然。

如图8中进一步图示的，依赖于特定实施方式，可选地可以存在附加电路，以提供各种功能和与外部设备的交互。这样的电路可以包括接口电路860，其可以提供与各种片外设备的接口；传感器电路870，其可以包括各种片上传感器，包括数字和模拟传感器，以感测期望的信号等。此外，如图8中所示出的，可以提供RF电路880，其可以包括收发器的模拟电路，以实现无线信号的发射和接收，例如，根据一个或多个局域或广域无线通信方案，诸如Zigbee、蓝牙、IEEE 802.11、蜂窝通信等。理解的是，虽然示出有该高级别的视图，但是许多变型和替代是可能的。

虽然本发明已经关于有限数量的实施例进行了描述，但是本领域的技术人员将从中领会许多修改和变型。所附权利要求意图覆盖落入本发明的真实精神和范围内的所有这样的修改和变型。