基于回流功率优化的双有源桥三重移相控制方法及构造

摘要

本发明公开了一种基于回流功率优化的双有源桥三重移相控制方法及构造。回流功率是双有源桥DC‑DC变换器的重要性能指标，影响着系统的效率。本发明是在三重移相的基础上，提出的一种最小回流功率的控制方法。本发明首先分析了三重移相下的工作模式，列出各种工况下的传输功率模型、回流功率模型和软开关条件，建立KKT方程求解出小功率段和大功率段回流功率最优的移相比表达式。并在考虑软开关的基础上，提出一种中功率段求解的方法。所提出的最优控制策略，既保证了系统在满功率范围内都能实现回流功率最小又简化了控制系统的设计。

说明书

技术领域

本发明属于电力电子领域，涉及双有源桥DC-DC变换器，具体涉及一种基于回流功率优化的双有源桥三重移相控制方法及构造。

背景技术

双有源桥DC-DC变换器，是一种双向DC-DC变换器，不同于利用谐振单元的LLC变换器，由于使用更少的无源器件，也因此有更高的功率密度。适用场合相当广泛，常用于电动汽车、固态变压器、航空航天、直流微网等领域。不仅如此，双有源桥DC-DC变换器具有动态响应速度快、能量可双向流动，易实现软开关等诸多优点，针对变换器的研究也就具有重要意义。

在功率传输的过程中，电感电流与原边全桥输出电压存在着相位相反的阶段。在这段时间内，功率传输的方向与总的平均传输功率极性相反，这部分功率会回流到原边电源中，这部分功率即视为回流功率。在传输相同功率的前提下，回流功率的存在意味着在能量正向传输阶段需要传输更多的能量，进而使电路电流应力和环流损耗增大，降低了变换器的效率。回流功率的现象在轻载或输入输出电压不匹配的情况下更加明显。

双有源桥DC-DC变换器的常见的移相控制策略有单移相SPS，扩展移相EPS，双重移相DPS以及三重移相TPS。TPS控制下原边内移相比为D1，副边内移相比为D3，原副边外移相比为D2，是移相控制中自由度最高的控制。SPS、EPS和DPS均可视为TPS的特殊情况，因此基于TPS对变换器进行优化则是更全面的。

中国专利“发明人：肖凡，涂春亮，管亮，帅智康，刘贝，兰征。申请号CN201920741155.9的《基于EPS控制的双有源桥变换器》”针对EPS控制下的双有源桥DC-DC变换器的回流功率进行优化，并对移相比进行重新定义，给出了优化后的移相比取值范围，但并未给出EPS控制下的全局回流功率最优运行轨迹。

题为“双有源桥DC-DC变换器的回流功率优化控制”《电源技术》，2020，44(02)：277-280+294的文章是针对DPS的回流最优控制分析，这篇文章建立了DPS下的回流功率模型，并根据这个模型求得全局的最优解，但其分析的过程没有考虑到开关管的软开关过程，并且其使用的分析方法在大功率段没有得到解析解，因此分析不够全面。

上述文献的方法虽然针对回流功率进行了一定的优化，但仍存在不足之处，因此在考虑软开关的前提下，基于TPS对变换器的回流功率进行优化是必要的。

发明内容

本发明的目的是为了解决上述问题，提出的一种基于回流功率优化的双有源桥三重移相控制方法及构造。该构造及方法是基于三重移相控制，将全局范围的回流功率将至最低，并在小功率阶段和中功率阶段，回流功率可以降至0。

本发明采取的技术手段如下：

一种基于回流功率优化的双有源桥(构造)，双有源桥DC-DC变换器的拓扑结构包括原副边两个H桥，谐振电感Lr，高频隔离变压器TF。其匝比为n∶1。原边H桥包括四个开关管Q1～Q4，其体二极管为D1～D4，结电容为Q1～Q4；副边H桥包括四个开关管Q5～Q8，其体二极管为D5～D8，结电容为Q5～Q8。

当双有源桥DC-DC变换器处于稳定工作状态时，原副边开关管Q1～Q8的驱动信号S1～S8均为占空比为50％的方波。

开关管Q1的驱动信号S1与开关管Q2的驱动信号S2互补；开关管Q3的驱动信号S3与开关管Q4的驱动信号S4互补；开关管Q5的驱动信号S5与开关管Q6的驱动信号S6互补；开关管Q7的驱动信号S7与开关管Q8的驱动信号S8互补。

驱动信号S1与驱动信号S4之间存在移相比D1，驱动信号S1与驱动信号S5之间存在移相比D2，驱动信号S5与驱动信号S8之间存在移相比D3。

能量正向传输时，移相比D1、D2，D3均大于(或)等于0，小于(或)等于1。

原边H桥输出交流方波电压VAB，副边H桥输出的交流方波电压等效到原边为nVCD，VAB与nVCD共同作用在谐振电感Lr上，通过改变移相比D1、D2、D3调整VAB与nVCD，进而控制能量传输的大小。

进一步的，根据移相比的大小关系，(可以)将变换器的工作模态分类以下六类：

当0≤D1≤D2≤D2+D3≤1时，变换器处于Mode1，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤1；

当0≤D2≤D1≤D2+D3≤1时，变换器处于Mode2，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤2/3；

当0≤D2≤D2+D3≤D1≤1时，变换器处于Mode3，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤1/2；

当0≤D2+D3-1≤D2≤D1≤1≤D2+D3时，变换器处于Mode4，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤1/2；

当0≤D2+D3-1≤D1≤D2≤1≤D2+D3时，变换器处于Mode5，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤2/3；

当0≤D1≤D2+D3-1≤D2≤1≤D2+D3时，变换器处于Mode6，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤1/2；

其中，P*为传输功率标幺值，功率标幺化的基准值P

进一步的，根据回流功率的特性可知，只要不存在VAB*nVCD＞0的区域，就存在不可消除的回流功率。从物理意义上理解，即原边传输的能量要先储存在电感中，然后再通过电感传输给副边，这不仅会造成回流功率的提升，而且会使电感中电流增加，使电流有效值和电流应力显著增加，不利于变换器效率的提升，所以Mode4，Mode5与Mode6不符合设计要求。

一种基于回流功率优化的双有源桥三重移相控制方法，具体步骤包括：

(1)采集变换器的实际输出功率，将指令功率Pr与实际功率作差，经过比例积分环节，得到实际传输功率标幺值P0；

(2)根据实际传输功率标幺值P0，与原副边电压比k，求得最小回流功率对应的移相比组合；

具体的，判断P0与

当变换器工作在小功率段时，

当变换器工作中功率段时，

当变换器工作在大功率段时，

(3)求得的移相比组合既满足该指令功率下的回流功率最小，又满足开关管实现零电压开通ZVS。

进一步的，变换器功率标幺化的基准值P

采用上述技术方案，本发明的有益效果在于：

在全局功率范围内，即小功率段、中功率段和大功率段均能将回流功率降低到最小值。其中，小功率段和中功率段的回流功率都降低为0，在大功率段通过将回流功率最为目标函数，运用KKT算法，求解出回流功率最优对应的移相比组合，并且在各个功率段，变换器的开关管均能实现零电压开通ZVS。

附图说明

图1为本发明实施例提供的双有源桥DC-DC变换器的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的双有源桥DC-DC变换器回流功率优化控制框图；

图3类为本发明双有源桥DC-DC变换器Mode1-Mode6的主要波形示意图；其中，图3-1、3-2分别为a.Mode1b.Mode2(0≤D

图4为本发明双有源桥DC-DC变换器Mode1下的回流功率示意图；

图5为本发明小功率段输出功率标幺值为0.3时，双有源桥DC-DC变换器的原边全桥电压输出VAB，副边全桥输出并折算到原边的电压nVCD与电感电流iLr波形图；

图6为本发明中功率段输出功率标幺值为0.6时，双有源桥DC-DC变换器的原边全桥电压输出VAB，副边全桥输出并折算到原边的电压nVCD与电感电流iLr波形图；

图7为本发明大功率段输出功率标幺值为0.8时，双有源桥DC-DC变换器的原边全桥输出电压VAB，副边全桥输出并折算到原边的电压nVCD与电感电流iLr波形图。

具体实施方式

本发明公开了一种基于回流功率优化的双有源桥三重移相控制方法及构造。回流功率是双有源桥DC-DC变换器的重要性能指标，影响着系统的效率。本发明是在三重移相的基础上，提出的一种最小回流功率的控制方法。本发明首先分析了三重移相下的工作模式，列出各种工况下的传输功率模型、回流功率模型和软开关条件，建立KKT方程求解出小功率段和大功率段回流功率最优的移相比表达式。并在考虑软开关的基础上，提出一种中功率段求解的方法。所提出的最优控制策略，既保证了系统在满功率范围内都能实现回流功率最小又简化了控制系统的设计。

图1展示了本发明的应用场合双有源桥DC-DC变换器的拓扑结构，该拓扑结构主要包括原副边全桥H1、H2，滤波电容C1、C2，磁性元件电感Lr，高频隔离变压器TF。

原边H桥包括四个开关管Q1～Q4，其体二极管为D1～D4，结电容为Q1～Q4；副边H桥包括四个开关管Q5～Q8，其体二极管为D5～D8，结电容为Q5～Q8。

当双有源桥DC-DC变换器处于稳定工作状态时，原副边开关管Q1～Q8的驱动信号S1～S8均为占空比为50％的方波

驱动信号S1与驱动信号S4之间存在移相比D1，驱动信号S1与驱动信号S5之间存在移相比D2，驱动信号S5与驱动信号S8之间存在移相比D3。

能量正向传输时，移相比D1、D2，D3均大于(或)等于0，小于(或)等于1。

原边H桥输出交流方波电压VAB，副边H桥输出的交流方波电压等效到原边为nVCD，VAB与nVCD交流方波共同作用在谐振电感Lr上，通过改变移相比D1、D2、D3控制能量传输的大小。

根据移相比的大小关系，(可以)将变换器的工作模态分类以下六类：

当0≤D1≤D2≤D2+D3≤1时，变换器处于Mode1，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤1；

当0≤D2≤D1≤D2+D3≤1时，变换器处于Mode2，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤2/3；

当0≤D2≤D2+D3≤D1≤1时，变换器处于Mode3，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤1/2；

当0≤D2+D3-1≤D2≤D1≤1≤D2+D3时，变换器处于Mode4，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤1/2；

当0≤D2+D3-1≤D1≤D2≤1≤D2+D3时，变换器处于Mode5，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤2/3；

当0≤D1≤D2+D3-1≤D2≤1≤D2+D3时，变换器处于Mode6，该模式下变换器的传输功率范围标幺值为0≤P*≤1/2；

其中，P*为传输功率标幺值，功率标幺化的基准值P

根据回流功率的特性可知，只要不存在VAB*nVCD＞0的区域，就存在不可消除的回流功率。从物理意义上理解，即原边传输的能量要先储存在电感中，然后再通过电感传输给副边，这不仅会造成回流功率的提升，而且会使电感中电流增加，使电流有效值和电流应力显著增加，不利于变换器效率的提升，所以Mode4，Mode5与Mode6不符合设计要求。

变换器的传输功率表达式

以最大传输功率作为变换器实际传输功率的基准值，可得Mode1、Mode2和Mode3的传输功率标幺值P*：

在不考虑结电容是非线性的条件下，仅从开关管自身的模态入手，只要满足开关器件开通前，电感电流通过其反并联二极管构成回路，就可以将开关管电压钳位至0，实现ZVS开通。结合Mode1、2、3分析后可列出ZVS条件如下：

Mode1实现软开关的条件：

Mode2实现软开关的条件：i

Mode3实现软开关的条件：

Mode1是唯一可以覆盖大功率的传输模式。如图4所示，图中VAB表示原边全桥输出方波电压，nVCD表示副边全桥输出并折算到原边的方波电压，阴影区域表示该模式下的回流功率Pb，Ths表示半个开关周期。

Mode1下变换器回流功率模型

则Mode1下变换器回流功率表达式

基于上述分析，以回流功率为目标函数，传输功率为等式约束条件，软开关条件和模式限制条件为不等式约束条件构造KKT方程，如下式所示：

其中P*是给定的传输功率，gi(X)是不等式约束的集合，λ和μi是KKT乘数。

解得Mode1下回流功率的最优解

将所求得的解代入到Mode1的模式限制条件0≤D1≤D2≤D2+D3≤1和软开关条件

同理，求解Mode2和Mode3下的传输功率模型和回流功率模型，结合软开关条件建立两种模式下的KKT方程求解，得到相同的结果：

同理，得Mode2、Mode3的传输功率范围

在上述分析中，回流功率优化后的功率传输范围涵盖了大功率段以及小功率段，但未涵盖中功率段。显然中功率这一段区间还应处于Mode1下，但由于无法满足KKT条件，所以未能得出解析解。在Mode1下的传输功率最小值

考虑到中功率段的回流功率为零，存在的问题是原边开关管不满足软开关条件。因此做如下构造，使该功率段在能实现回流功率为零的基础上增加原边软开关范围。因此增设条件为i(D1Ths)＝0。并且设所提出的控制策略，输出功率连续且移相比连续。

因此中功率段下，

中功率段仍然处于Mode1内，可列出如下方程：

解方程得到如下式所示结果：

经过验证，该解析解满足移相比连续以及回流功率为零。结合上述分析，本文中所提出的中功率段的控制策略，实现了整个功率段移相比的连续，且在满足软开关要求的基础上实现了回流功率为零。全局功率范围内的优化结果汇总如下：

当

当

下面通过实验对该方法进行进行验证：

图5为本发明下小功率段输出功率标幺值为0.3时(k＝1.5)，双有源桥DC-DC变换器的主要波形，从实验波形可以看出i(D1Ths)＝i(D2Ths)＝0。可知此时，回流功率为0，Q1、Q2实现零电压开通ZVS；Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8实现临界ZVS开通。

图6为本发明下中功率段输出功率标幺值为0.6时(k＝1.5)，双有源桥DC-DC变换器的主要波形，从实验波形可以看出i(D1Ths)＝0。可知此时，回流功率为0，Q1、Q2、Q5、Q6、Q7、Q8实现零电压开通ZVS；Q3、Q4实现临界ZVS开通。

图7为本发明下大功率段输出功率标幺值为0.8时(k＝1.5)，双有源桥DC-DC变换器的主要波形，从实验波形可以看出此时存在一定的回流功率，Q1-Q8均能实现零电压开通ZVS。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。