同步升压DC-DC转换器的真关断电路及控制方法

摘要

本发明提供了一种同步升压DC‑DC转换器的真关断电路及控制方法，当电路上电使能工作后，输入电压比输出电压高时，衬底切换电路输出高电位，不允许PMOS功率管切换，功率管可以正常导通关断；在电路关断时功率PMOS管的栅端和衬底电位始终等于电路中最高电位，使得电路实现真关断。本发明将同步升压DC‑DC转换器电路的电源高电位选择与衬底切换用同一电路即衬底切换电路进行实现，简化了整体电路的设计；确保电路的不会发生闩锁，增加了芯片工作的可靠性；电路不会因为干扰等因素在输入输出来回切换发生振荡，相对于传统的同步升压DC‑DC转换器电路可以提供相对固定的衬底电位。

说明书

技术领域

本发明涉及集成电路领域，尤其是一种同步升压DC-DC电路。

背景技术

随着消费类电子产品的快速发展，对于产品中的芯片性能要求愈来愈高。同步升压DC-DC转换器电路作为很多产品中都有应用的电源管理产品，有着效率高、集成度高等特点。但同步升压DC-DC转换器由于存在同步整流PMOS管衬底与源极、漏极间的寄生二极管，使得电路在使能关断时依然存在输入至输出的电流路径，电路无法实现真正的关断，在负载依然存在的时候，会一直存在功耗；而在输出短路时，由于功率PMOS管寄生二极管的存在，存在烧坏PMOS功率管甚至芯片的风险，这样需要设计真关断电路提高电路的可靠性。

虽然已然存在一些真关断电路，但是其设计相对复杂，衬底切换电路与高电位选择电路需要分别设计；如果在高电位选择电路切换过程中，负载发生变化，导致输出电压低于输入电压，存在来回切换的风险，甚至使得电路输出发生振荡，严重影响电路应用的可靠性。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种同步升压DC-DC转换器的真关断电路及控制方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种同步升压DC-DC转换器的真关断电路，如图1所示，真关断电路包括衬底切换电路(Backgate switch)，功率管驱动电路(Driver)，功率级以及外围器件；其中外围器件包括电感L，输入电容CIN，输出电容COUT和负载RL，电感L的一端连接至芯片输入端VBAT，并通过输入退耦电容CIN连接至地；电感L的另一端连接至NMOS功率管MN1和PMOS功率管MP1的漏极，NMOS功率管MN1及PMOS功率管MP1的栅极连接至驱动电路Driver的输出，NMOS功率管MN1的源极及衬底接地，PMOS功率管MP1的衬底通过电阻R1接至衬底切换电路的输出VH，PMOS功率管MP1的漏极接至芯片输出端VOUT并通过输出电容连接至地，驱动电路的Driver的一个输入端连接至衬底切换电路Backgate switch的输出ENPFET，驱动电路Driver的另一个输入端连接至开关控制信号PWM，衬底切换电路的输入连接至芯片的输入端VBAT及输出端VOUT。

所述衬底切换电路包括迟滞比较器I0，非门I1、I2、I3、I4、I5，PMOS管MP2、MP3，稳压电容CH，限流电阻R1；迟滞比较器I0的正输入端连接芯片输入电压VBAT及PMOS管MP2的漏极，负输入端连接芯片的输出端VOUT及PMOS管MP3的漏极，迟滞比较器I0的输出端连接至非门I1的输入端，非门I1的输出端连接至非门I2及非门I5的输入端，非门I2的输出端连接至非门I3的输入端X，非门I3的输出端连接至非门I4的输入端及PMOS管MP2的栅极，非门I4的输出端连接至PMOS管MP3的栅极，非门I5的输出端为控制信号ENPFET，PMOS管MP2的源极和衬底及PMOS管MP3的源极和衬底通过电容CH连接至地，并输出VH；

所述限流电阻R1的存在，使得MP1寄生二极管与限流电阻R1、MP2、电感L或MP1寄生二极管与限流电阻R1、MP2和MP3所形成电环路不会出现大电流，防止电路发生闩锁；MP2、MP3所选出电压VH同时作为功率管驱动电路以及衬底切换电路的电源；所述PMOS管MP2、MP3的导通阻抗需要较小，使得MP1或MP2导通时压降小于200mV，使得VH有较强带载能力，确保驱动电路工作时，PMOS功率管MP1不会误导通。

迟滞比较器I0比较整体电路输入电压VBAT和整体电路输出电压VOUT的大小，当VBAT高于VOUT约100mV时，迟滞比较器输出控制反相器I1、I2使得MP2导通、MP3关断，内部高电源VH与VBAT相等，MP1的衬底通过R1与MP2也连接至VBAT，当整体电路输出电压VOUT比整体电路输入电压VBAT高约100mV时，迟滞比较器I0的输出控制非门I3、I4使得MP2关断、MP3导通，内部高电源VH与VOUT相等，MP1的衬底VBODY通过R1、MP3连接至VOUT端口；在电路关断时功率PMOS管MP1的栅端和衬底电位始终等于电路中最高电位，使得电路实现真关断。

如图4所示，限流电阻R1也可以由工作于线性区的若干PMOS管串联以几种不同连接方式组成，串联数量级PMOS管尺寸由所需阻值而定。图4所示PMOS管栅端G连接地，A端连接至图1所示PM2与PM3源端上，B端连接至功率PMOS管MP1的衬底。

本发明还提供一种同步升压DC-DC转换器的真关断电路的控制方法，具体步骤为：

当电路上电使能工作后，输入电压VIN比输出电压VOUT高出100mV以上时，衬底切换电路输出ENPFET为高电位，不允许PMOS功率管切换，PMOS功率管栅极PDRV固定接至VH，PMOS功率管MP1的衬底VBODY通过MP2和R1连接至VBAT，NMOS功率管可以正常导通关断；当输出电压VOUT比输入电压VIN高出100mV以上时，衬底切换电路输出ENPFET为低电平，PMOS功率管与NMOS功率管工作于开关模式，PMOS功率管MP1的衬底通过MP3以及R1连接至VOUT。

本发明的有益效果在于将同步升压DC-DC转换器电路的电源高电位选择与衬底切换用同一电路即衬底切换电路进行实现，其中选择出的高电位除偏置功率PMOS管MP1的衬底外，同时作为功率管驱动电路Driver及衬底切换电路自身的电源，简化了整体电路的设计；由于限流电阻R1的存在，限制了功率PMOS管MP1的寄生二极管路径电流，确保电路的不会发生闩锁，增加了芯片工作的可靠性；本发明中高电压选择电路中设计了一定迟滞量(约200mV)，使得电路不会因为干扰等因素在输入输出来回切换发生振荡；本发明中衬底切换电路将功率PMOS管MP1的衬底VBODY偏置在固定电位VBAT与VOUT中高的一端，使得MP1的体端VBODY电位基本不变，相对于传统的同步升压DC-DC转换器电路可以提供相对固定的衬底电位。

附图说明

图1是本发明应用于同步升压DC-DC转换器的衬底切换电路及真关断电路图。

图2是本发明衬底切换电路的一种实施电路。

图3是本发明同步整流PMOS功率管衬底寄生二极管组成的电流路径。

图4是本发明限流电阻R1的实现方式，图4(a)为PMOS管串联方式一的示意图，图4(b)为PMOS管串联方式二的示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

为了解决同步升压DC-DC转换器电路的真关断电路过于复杂，且存在来回切换的风险的问题，本发明提供一种同步升压DC-DC转换器电路的真关断电路，实现了真关断电路的简化设计，避免了真关断电路在工作中来回切换的风险，电路在不工作时能够实现真关断的功能，电路可以实现短路限流保护，提高芯片在使用过程中的可靠性。

如图1所示，本发明中真关断电路包括衬底切换电路(Backgate switch)，功率管驱动电路(Driver)，功率级以及外围器件。其中外围器件包括电感L，输入电容CIN，输出电容COUT，负载RL。电感L一端连接至芯片输入端VBAT，并通过输入退耦电容CIN连接至地；电感的另一端连接至NMOS功率管MN1和PMOS功率管MP1的漏极，NMOS功率管MN1及PMOS功率管MP1的栅极连接至驱动电路Driver的输出，NMOS功率管MN1的源极及衬底接地，PMOS功率管MP1的衬底通过电阻R1接至衬底切换电路的输出VH，PMOS功率管MP1的漏极接至芯片输出端VOUT并通过输出电容连接至地，驱动电路的Driver的一个输入端连接至衬底切换电路Backgate switch的输出ENPFET，驱动电路Driver的另一个输入端连接至开关控制信号PWM，衬底切换电路的输入连接至芯片的输入端VBAT及输出端VOUT。

如图2所示，所述衬底切换电路包括迟滞比较器I0，非门I1、I2、I3、I4、I5，PMOS管MP2、MP3，稳压电容CH，限流电阻R1；迟滞比较器I0的正输入端连接芯片输入电压VBAT及PMOS管MP2的漏极，负输入端连接芯片的输出端VOUT及PMOS管MP3的漏极，迟滞比较器I0的输出端连接至非门I1的输入端，非门I1的输出端连接至非门I2及非门I5的输入端，非门I2的输出端连接至非门I3的输入端X，非门I3的输出端连接至非门I4的输入端及PMOS管MP2的栅极，非门I4的输出端连接至PMOS管MP3的栅极，非门I5的输出端为控制信号ENPFET，PMOS管MP2的源极和衬底及PMOS管MP3的源极和衬底通过电容CH连接至地，并输出VH。迟滞比较器I0比较整体电路输入电压VBAT和整体电路输出电压VOUT的大小，当VBAT高于VOUT约100mV时，迟滞比较器输出控制反相器I1、I2使得MP2导通、MP3关断，内部高电源VH与VBAT相等，MP1的衬底通过R1与MP2也连接至VBAT，当整体电路输出电压VOUT比整体电路输入电压VBAT高约100mV时，迟滞比较器I0的输出控制非门I3、I4使得MP2关断、MP3导通，内部高电源VH与VOUT相等，MP1的衬底VBODY通过R1、MP3连接至VOUT端口；这样在电路关断时功率PMOS管MP1的栅端和衬底电位始终等于电路中最高电位，使得电路实现真关断。所述限流电阻R1的存在，使得MP1寄生二极管与限流电阻R1、MP2、电感L或MP1寄生二极管与限流电阻R1、MP2和MP3所形成电环路不会出现大电流，防止电路发生闩锁；MP2、MP3所选出电压VH同时作为功率管驱动电路以及衬底切换电路的电源。所述PMOS管MP2、MP3的导通阻抗需要较小，使得MP1或MP2导通时压降小于200mV，使得VH有较强带载能力，确保驱动电路工作时，PMOS功率管MP1不会误导通。

如图3所示，电路在工作中由于功率PMOS管MP1寄生二极管(如图3虚线框内所示)的存在可能出现两个电流路径ILoop1、ILoop2。通过限流电阻R1的接入限制了该电流路径的电流，保证了通过功率PMOS管MP1的电流均通过其沟道流过。

如图4所示，限流电阻R1也可以由工作于线性区的若干PMOS管串联以几种不同连接方式组成，串联数量级PMOS管尺寸由所需阻值而定。图4所示PMOS管栅端G连接地，A端连接至图1所示PM2与PM3源端上，B端连接至功率PMOS管MP1的衬底。

综上，本发明提出了一种应用于同步升压DC-DC转换器的真关断电路，最终实现同步升压转换器电路的真关断。相较于之前的真关断电路，本发明的电路更加的简单，增加了限流电阻，增加了高电压选择电路的迟滞功能，使得芯片在实际应用中有更高的可靠性。