一种有源钳位的反激双向DC/DC电路

摘要

本发明涉及变换器技术技术领域，公开了一种有源钳位的反激双向DC/DC电路，包括变压器T1、输入端Vi、输出端Vo，输入端Vi与变压器T1原边之间连接有输入电路，变压器T1副边与输出端Vo之间连接有输出电路；输入电路包括与输入端Vi依次串联的输入电容Ci、可控开关管S1以及有源钳位电路一；输出电路包括与输出端Vo依次串联的输出电容Co、可控开关管S2以及有源钳位电路二，有源钳位电路一与有源钳位电路二均包括依次串联的电容和可控开关管。与现有技术相比，本发明在现有解决方案的基础上，将无源有源钳位电路的二极管改为可控开关管，可以解决变压器漏感问题，优化输出侧电流波形，实现输出侧开关管ZCS且减小电流有效值，可以提高效率。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体涉及一种有源钳位的反激双向DC/DC电路，用于实现中小功率能量高效率的双向流动。

背景技术

传统的理想反激电路（变压器完美耦合没有漏感）是一个理想的隔离双向DC/DC拓扑，两侧均可以工作于很宽的工作电压范围，且两侧均可以随意升降压；美国专利US6788555对此进行了详细的阐述。但是由于漏感（实际变压器不可能完美耦合）的存在，会导致效率的降低、开关器件的尖峰等问题，因为该核心问题的存在，该隔离双向DC/DC拓扑一直没有实现广泛的行业应用。

而行业普遍使用的双向DC/DC拓扑（部分如下表所示）普遍适用于中大功率的隔离双向DC/DC，其普遍特征是使用的功率半导体数量较多、功率电磁元件数量较多，带来的核心问题是成本高，不适合用于中小功率的隔离双向DC/DC场合；而且这些拓扑普遍存在另外一个问题是工作电压范围依赖变压器变比及外围参数，工作电压范围较窄，CN200680017589这个专利的解决方案是使用两级拓扑，这会进一步增加成本、降低竞争力。

传统反激拓扑，变压器两侧电路均增加吸收电路，参见附图1，附图1中变压器两侧的吸收电路均使用RCD吸收电路，从图1可以看出，原边（左侧，与T1的1、2脚连接的电路）和副边（右侧，与T1的3、4脚连接的电路）电路是对称的，只是变压器同名端连接是反过来的，假设控制能量从左向右流动，主开关管S1先激磁，S1关断后变压器储存的能量会把S2的体二极管顶通，此时S2顺势导通即可实现S2的ZVS导通；当变压器能量完全输出后，S2电流减小到零，此时如果S2继续保持导通，让变压器反向激磁一点点再关闭S2，则变压器存储的能量即可把主开关管S1的体二极管顶通，然后S1顺势导通则实现了主开关管S1的ZVS导通。这可以减少S1的开通损耗，一定程度上提高变换器的效率。然而，上述现有解决方案中，最根本的问题就是变压器漏感带来的效率损失及波形恶化导致的EMI问题。而且现有的变换器基本工作于定频状态（Vds1或Vds2会有一段时间震荡，占空比利用率低）。

发明内容

发明目的：针对现有技术中存在的问题，本发明提供一种有源钳位的反激双向DC/DC电路，在现有解决方案的基础上，将无源吸收电路的二极管改为可控开关管（S3和S4），并增加大量的控制优化，可以解决变压器漏感问题，优化输出侧电流波形，实现输出侧开关管ZCS且减小电流有效值，可以提高效率。

技术方案：本发明提供了一种有源钳位的反激双向DC/DC电路，包括变压器T1、输入端Vi、输出端Vo，所述输入端Vi与变压器T1原边之间连接有输入电路，所述变压器T1副边与所述输出端Vo之间连接有输出电路；所述输入电路包括与输入端Vi依次串联的输入电容Ci、可控开关管S1以及有源钳位电路一，所述有源钳位电路一与所述变压器T1的原边绕组并联，且其与所述输入端Vi连接；所述输出电路包括与输出端Vo依次串联的输出电容Co、可控开关管S2以及有源钳位电路二，所述有源钳位电路二与所述变压器T1的副边绕组并联，所述有源钳位电路一与所述有源钳位电路二均包括依次串联的电容和可控开关管，所述有源钳位电路一的可控开关管为可控开关管S3，所述有源钳位电路二的可控开关管S4。

进一步地，所述变压器T1的原边绕组引脚为1脚和2脚，其副边绕组为3脚和4脚，所述2脚与3脚为同名端。

进一步地，所述有源钳位电路一包括电容C1和可控开关管S3，所述电容C1与所述可控开关管S3串联，所述电容C1靠近输入端Vi设置或者所述电容C1串联于可控开关管S1与可控开关管S3之间。

进一步地，所述有源钳位电路二包括电容C2和可控开关管S4，所述电容C2与所述可控开关管S4串联，所述电容C2靠近输入端Vo设置或者所述电容C2串联于可控开关管S2与可控开关管S4之间。

进一步地，所述可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4均包括驱动、体二极管以及输出节电容，所述体二极管与输出节电容并联。

进一步地，当能量从变压器T1原边向变压器T1副边流动时，可控开关管S1的驱动DRV1与可控开关管S3的驱动DRV3为互补驱动，可控开关管S2的驱动DRV2实现同步整流，可控开关管S4的驱动DRV4一直为低电平；

当能量从变压器T1副边向变压器T1原边流动时，可控开关管S2的驱动DRV2与可控开关管S4的驱动DRV4为互补驱动，可控开关管S1的驱动DRV1实现同步整流，可控开关管S3的驱动DRV3一直为低电平。

进一步地，所述可控开关管S1、S2、S3、S4为IGBT、MOSFET、SiC MOSFET或GaN MOS。

有益效果：

1、本发明可以解决变压器漏感问题，减少甚至没有尖峰，提高效率，优化EMI性能。

2、本发明优化了输出侧电流波形，将输出侧的波形从三角波变为类似正弦半波，实现输出侧开关管零电流开关（ZCS）且减小电流有效值，可以提高效率。

3、在现有方案中，变换器基本工作于定频状态，可控开关管S1与有源钳位电路一之间或可控开关管S2与有源钳位电路二之间（即Vds1或Vds2会有一段时间震荡，占空比利用率低），而本发明电路主要工作于变频状态，工作频率随着输入电压、输出电压、输出功率变化，Vds1或Vds2不会有震荡的时间，占空比利用率高，效率进一步提高。

4、本发明具备更好的工程实用性，可以获得更高的效率和更小的功率密度。特别适合中小功率隔离双向DC/DC的场合。

附图说明

图1为背景技术中现有技术传统反激拓扑电路示意图；

图2为本发明实施例1的电路示意图；

图3为本发明实施例2的电路示意图；

图4为本发明实施例3的电路示意图；

图5为本发明实施例4的电路示意图；

图6为本发明实施例1能量从变压器原边向变压器副边流动时各关键点的稳态波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

针对背景技术中的技术方案，参见附图1，变压器两侧的吸收电路均使用RCD吸收电路，变压器原边漏感存储的能量转移到电容C1中并通过R1吸收掉，所以RCD吸收电路的作用，导致传统的反激拓扑效率低。

实施例1：

本发明公开了一种有源钳位的反激双向DC/DC电路，包括变压器T1、输入端Vi、输出端Vo，输入端Vi与变压器T1原边之间连接有输入电路，变压器T1副边与输出端Vo之间连接有输出电路；输入电路包括与输入端Vi依次串联的输入电容Ci、可控开关管S1以及有源钳位电路一，有源钳位电路一与变压器T1的原边绕组并联，且其与输入端Vi连接；输出电路包括与输出端Vo依次串联的输出电容Co、可控开关管S2以及有源钳位电路二，有源钳位电路二与变压器T1的副边绕组并联，有源钳位电路一与有源钳位电路二均包括依次串联的电容和可控开关管。

本发明在现有解决技术方案基础上，无源吸收电路中的二极管改为可控开关管。

变压器T1的变比为n，其原边绕组引脚为1脚和2脚，其副边绕组为3脚和4脚，2脚与3脚为同名端。

有源钳位电路一包括电容C1和可控开关管S3，电容C1与可控开关管S3串联，电容C1靠近输入端Vi设置，有源钳位电路二包括电容C2和可控开关管S4，电容C2与可控开关管S4串联，电容C2靠近输入端Vo设置，参见附图2。

可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4均包括驱动、体二极管以及输出节电容，体二极管与输出节电容并联。可控开关管S1、S2、S3、S4为IGBT、MOSFET、SiC MOSFET或GaN MOS。

当能量从变压器T1原边向变压器T1副边流动时，可控开关管S1的驱动DRV1与可控开关管S3的驱动DRV3为互补驱动，可控开关管S2的驱动DRV2实现同步整流，可控开关管S4的驱动DRV4一直为低电平。

当能量从变压器T1副边向变压器T1原边流动时，可控开关管S2的驱动DRV2与可控开关管S4的驱动DRV4为互补驱动，可控开关管S1的驱动DRV1实现同步整流，可控开关管S3的驱动DRV3一直为低电平。

下面以能量从变压器T1原边传到变压器T1副边为例参照附图6，详细说明其工作过程：

图6中，“Vc1-Vds1”为可控开关管S3两侧电压波形，Vds1为可控开关管S1两侧电压波形，DRV3为可控开关管S3的驱动，DRV1为可控开关管S1的驱动，Ip为变压器T1的原边电流（1脚进2脚出为正），Is为变压器T1的副边电流（4脚进3脚出为正），Imag为变压器T1等效的原边激磁电流，等于“Ip+Is/n”（n为变压器T1的变比）。

1）t0-t1：当上一个周期结束即可控开关管S3的驱动DRV3由高变低前，变压器T1有一个负的电流（I2，从2脚流入从1脚流出），此时这个负电流流向为：变压器T1的2脚→变压器T1的1脚→电容C1→可控开关管→变压器T1的2脚。t0时刻之后，可控开关管S3关闭，该负电流流向转变为：变压器T1的2脚→变压器T1的1脚→输入电容Ci→可控开关管S1→变压器T1的2脚，这会把可控开关管S1的输出节电容上的电荷抽走直到可控开关管S1的电压降低到可控开关管S1的体二极管导通，然后可控开关管S1的驱动DRV1顺势由低变高（图6的t1时刻），可控开关管S1导通，实现了ZVS导通。

2）t1-t2：可控开关管S1导通后，变压器T1的原边电流从上述负值线性增加（电流流向为：输入电容Ci→变压器T1的1脚→变压器T1的2脚→可控开关管S1→输入电容Ci），直到达到峰值电流I1后，可控开关管S1关闭（图6的t2时刻）。在其他条件（如输入电压、T1的变比等）不变的情况下，可控开关管S1导通的时间决定变压器T1的峰值电流，该电流越大则输出功率越大。

3）t2-t3：t2时刻可控开关管S1关闭后，变压器T1的原边电流会快速把可控开关管S1的输出节电容充电至足够高，导致可控开关管S3的体二极管导通（t3时刻驱动DRV3顺势由低变高控制可控开关管S3导通，可控开关管S3实现了ZVS导通）且开始有能量向副边输出（t3之后，Is为正且慢慢增加）。

4）t3-t4：t3时刻可控开关管S3导通之后，电容C1、变压器T1原边漏感、变压器T1及输出电容Co（此时等效为电压源）谐振向副边输出能量，直到一个谐振周期结束，输出电流变为零。

5）t4-t5：t4时刻副边电流Is减小为零后，可控开关管S3仍然保持导通，直到变压器T1的原边电流Ip为一个负电流I2后关闭可控开关管S3（t5时刻）。

6）t5-t6：此过程与t0-t1相同。

由于该电路在变压器T1两侧是对称的，因此，能量从副边传到原边的工作过程与上述过程类似，不再详述。

从上述工作过程的详细说明可以看出，可控开关管S3的控制方法为：可控开关管S3的体二极管顶通（可控开关管S3的输出节电容上电压基本为零）则导通，然后Ip达到负电流I2（I2是一个能确保可控开关管S3关断后实现可控开关管S1可以ZVS导通的最小负电流，实际设计时会流出10%左右的裕量）则关断。可控开关管S1的控制方法为：可控开关管S1的体二极管顶通（可控开关管S1的输出节电容上电压基本为零）则导通，Ip达到峰值电流I1（I1决定输出功率，实际工作时I1有闭环控制决定）则关断。

在能量从原边传到副边的情况下，可控开关管S2只要能实现同步整流控制即可。

实施例2：

本实施例与实施例1的不同之处在于：电容C1串联于可控开关管S1与可控开关管S3之间，电容C2串联于可控开关管S2与可控开关管S4之间，参见附图3。

本实施例的其他操作与实施例1相同，其可控开关管S1、S2、S3、S4的控制方法也与实施例1相同，不做赘述。

实施例3：

本实施例与实施例1的不同之处在于：电容C1靠近输入端Vi设置，电容C2串联于可控开关管S2与可控开关管S4之间，参见附图3。

本实施例的其他操作与实施例1相同，其可控开关管S1、S2、S3、S4的控制方法也与实施例1相同，不做赘述。

实施例4：

本实施例与实施例1的不同之处在于：电容C1串联于可控开关管S1与可控开关管S3之间，电容C2靠近输入端Vo设置，参见附图3。

本实施例的其他操作与实施例1相同，其可控开关管S1、S2、S3、S4的控制方法也与实施例1相同，不做赘述。

上述实施方式只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。