基于矢量发生器设计的新型静止无功发生器

摘要

本发明公开了一种基于矢量发生器设计的新型静止无功发生器，包括控制板、驱动板、开关电源和三电平三桥臂逆变器，所述三电平三桥臂逆变器接入三相电路与所述控制板之间，所述控制板的驱动信号输出端通过所述驱动板与所述三电平三桥臂逆变器连接，所述开关电源与所述控制板连接。本发明结合数学建模以及软件仿真，对控制策略以及整体方案的可行性进行了验证，且完成了实验样机的研制，并通过示波器和功率分析仪对样机进行了试验分析，再次验证了系统的有效性和可靠性。

说明书

技术领域

本发明涉及电力系统技术领域，尤其涉及一种基于矢量发生器设计的新型静止无功发生器。

背景技术

我国无论是发电装机总容量还是发电量，甚至都已经超过欧洲发达国家，处于世界领先水平。目前我们国家的经济发展水平还处在腾飞时期，因此用电的需求只会有增无减。所以，怎样把电能质量提高，且稳定高效地运行的问题日益显现。电力系统主要有以下五个方面弊端：

1、设备容量增加。只要无功量变大了，那么视在功率和电流都不可避免地跟着变大，所以就需要更大的设备容量和导线容量。

2、损耗增加。对于电动机而言，定子和转子的损耗都会随着电流变大呈指数增长，而无功量变大了总电流就会变大，这样一来整体损耗就会变大。

3、电网波动。非线性的设备并到电网里面就肯定会给电网带来无功，并且在其每次运行时都会产生无功量，造成电网波动，电能质量难以得到保证。

4、电网功率因数降低。只要在电网中注入无功量，根据功率因数的计算公式，电网的功率因数会降低，造成电能利用率低下。

5、维护成本增加。拿发电机为例，无功量变大导致定转子中的电流变大，因此作用于导体上的电磁力也会变大，振动加剧，同时电流产生更多热量，加速设备绝缘老化，维护成本自然增加。

从上述原因可以看出无功补偿对设备的安全运行意义重大。采用静止无功发生器来对无功量进行补偿，可以让设备有更大的负荷容量，损耗变小，降低成本投入，功率因数和用电效率提高，而且电网波动情况得到了缓解，电能质量也能得到改善。

SVG可以看成一个小型的电气系统，这个小系统中包含逆变器，电抗器，控制、检测以及驱动电路、滤波电路和保护电路等；国外SVG的技术先进，但价格昂贵，不适合大规模引进。国内无功补偿技术起步晚，对SVG的研究主要还处于试验阶段，很多技术难题还没有得到解决，例如热损耗控制、降低噪声以及提高抗干扰能力和可靠性等，只有较少的SVG项目实际投运，因此，对于静止无功补偿装置的研究具有较高的研究意义及实际应用价值。

发明内容

本发明的目的就在于为了解决上述问题而提供一种基于矢量发生器设计的新型静止无功发生器。

本发明通过以下技术方案来实现上述目的：

本发明包括控制板、驱动板、开关电源和三电平三桥臂逆变器，所述三电平三桥臂逆变器接入三相电路与所述控制板之间，所述控制板的驱动信号输出端通过所述驱动板与所述三电平三桥臂逆变器连接，所述开关电源与所述控制板连接。

所述控制板包括滤波电路、通信电路、FPGA芯片、DSP芯片、驱动芯片、电源电路、数字量输入接口和数字量输出接口，所述滤波电路接入三相电路，所述驱动芯片通过所述驱动板与所述三电平三桥臂逆变器连接，所述电源电路与所属开关电源连接。

所述三电平三桥臂逆变器由十八组二极管正负极连接在三极管发射极和集电极之间的电路和两个电容组成，其中四组串联连接，共分为三个四组串联组和三个两组串联组，所述两组串联组的两端连接在四组串联组的两端第二组之间，三个四组串联组的两端并联连接，两个电容串联后并联在四组串联组的两端，且两个电容之间分别连接在两组串联组之间，三相电源的三端分别接入三个四组串联组的中间，第三个两组串联组的中间连接零线。

所述三电平三桥臂逆变器的开关器件采用IGBT模块。

所述DSP芯片完成系统的启动阶段进行预充电控制、实现软启、实现相间环流控制、实现电压电容均衡控制、实现补偿无功和补偿谐波控制、按照算法生成调制波信号并输出给FPGA、实现通信。

所述FPGA芯片作为辅助控制芯片，完成扩展DSP的(I/O)数量，使控制更灵活；驱动脉冲实时分配控制；脉冲异常时实现保护控制；生成脉冲驱动IGBT。

所述滤波电路采用LCL电路，具体由两个电感、一个电阻和一个电容组成，第一电感的一端同时与第二电感的一端和电阻的一端连接，电阻的另一端与电容的一端连接，电容的另一端连接逆变桥和电网，第一电感的另一端连接逆变桥，第二电感的另一端通过一个电感连接电网。

本发明的有益效果在于：

本发明是一种基于矢量发生器设计的新型静止无功发生器，与现有技术相比，本发明结合数学建模以及软件仿真，对控制策略以及整体方案的可行性进行了验证，且完成了实验样机的研制，并通过示波器和功率分析仪对样机进行了试验分析，再次验证了系统的有效性和可靠性。在对新型SVG系统的设计与试验的过程中，主要取得成果有：

1、对传统三电平结构进行了改进，将二极管钳位三电平电路改为有源钳位三电平电路，有效地分散了内管损耗，局部过热问题得到了解决。

2、在研究的过程中发现直接电流控制，特别是滞环电流控制方法具有明显优势，它响应更快，精度更高，而且容易实现。

3、采用DSP+FPGA的控制方案，逻辑控制和时序控制能力更强，接口更多，开发更灵活。利用芯片的高效性和灵活性，减少模拟电路的应用，更多采用数字控制技术，改善了系统性能。

4、采用空间矢量控制技术以及滞环电流控制技术，且使用最新的开关器件实现无功补偿、谐波抑制以及目标功率因数补偿，可以有效提高电网效率和电能质量。

5、开发了一套SVG监控系统，通过RS-485进行通信，且预留联机通信接口和触摸屏接口，可以有效监控SVG的各个参数，并设有异常报警。

附图说明

图1是SVG系统结构示意图；

图2是本发明SVG总体结构设计框图；

图3是传统I型三电平主电路拓扑图；

图4是本发明的的I型三电平主电路拓扑图；

图5是矢量发生器核心模块；

图6是LCL滤波电路示意图；

图7是TLP-5214内部电路图；

图8是预充电电路原理图；

图9是直流侧过压保护电路；

图10是主程序流程图；

图11是中断程序流程图；

图12是各模块主程序流程图；

图13是A/D转换子程序流程图；

图14是PI控制子程序流程图；

图15是SVPWM流程图；

图16是电压过零检测流程图；

图17是单相电压源逆变等值电路；

图18是滞环控制电路；

图19是环宽与开关变化关系；

图20是空间矢量调制控制框图；

图21是参考电压扇区判断；

图22是误差电流扇区判断；

图23是指令电压扇区判断；

图24是双闭环控制框图；

图25是数字PI控制器原理图；

图26是单同步旋转坐标变换下的锁相环原理图；

图27是双同步坐标变换下的锁相环电压矢量图；

图28是双d-q锁相环原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明：

SVG可以看成一个小型的电气系统，这个小系统中包含逆变器，电抗器，控制、检测以及驱动电路、滤波电路和保护电路等，系统的整体结构如图1所示。本设计在分析了SVG的结构和原理之后，并对各种主流逆变器结构进行分析比较，最后选择三电平三桥臂逆变器结构作为系统主电路，然后对系统的控制电路进行设计，选择以DSP+FPGA为核心的矢量发生器作为主控制器，设计相关外围电路方案，以及新型SVG整个系统的结构框图如图2所示。

本发明根据实际需求设计一款补偿容量为±200kVar，用于电压等级为380V的SVG系统，既可以单独使用，也可以进行大容量大功率的动态连续补偿，比如用在轧钢厂、地铁、港口、整流和感应加热设备等复杂场合的负载上。新型SVG规格要求如表1所示：

表1新型SVG设计参数

系统的主电路其实就是一个三电平逆变器。由于传统的二极管钳位三电平电路，其损耗过于集中，导致局部过热，因此对传统三电平结构进行了改进，将二极管钳位三电平电路改为有源钳位三电平电路，让内管损耗部分转移到钳位管，有效地分散了内管损耗，局部过热问题得到了解决，系统可靠性提高了。改进前的传统三电平三桥臂SVG主电路如图3所示，改进后的三电平逆变器主电路如图4所示。

IGBT参数的选择

新型SVG中逆变器的开关器件采用IGBT模块，相比其他开关器件，IGBT的开关速度更快，散热性能也较好，所对应的驱动电路更简单。对其额定电流进行计算：

直流侧额定电压：U

逆变器输出电压峰值：

逆变器实际输出有效值为：

其中α表示最大调制系数，β为死区系数，均取0.9。

由于SVG容量为±200kVar，线电流为：

峰值电流为：

理论上直流侧电压不会全部加在单个模块上，但IGBT十分脆弱，因此考虑安全裕量，选择额定电流600A，额定电压650V的IGBT模块即可满足要求。

直流侧电容器的设计

在理想情况下，SVG直流侧母线电容器并无能量交换，只是用于支撑直流侧电压，理论上说电容值可以很小。但考虑到在PWM开关过程中，直流侧电压容易引起波动，所以母线电容器数量也要保证合适。对电容值进行计算：

假设某个开关周期T

其中：I

设σ为直流电压波动系数，则：

即：

由于SVG系统容量为200kVar,额定电流412A，PWM额定开关频率12kHz，直流侧电压800V，按照要求波动系数需要取低于0.5％，那么可以得到：

因此，在选取直流侧电容器时，选择6400μF的薄膜电容器，并适当增加电容器数量。

控制电路设计与选型

新型SVG采用的是常见的三电平逆变器电路，核心部分采用DSP和FPGA相结合的控制方案实现矢量发生器，该控制方案中FPGA用于辅助DSP对系统进行控制。

电压、电流信号检测部分采用霍尔电流传感器，电压互感器等，将大电压、大电流信号转换成小电压、小电流送到采样控制板，再通过主控制器芯片进行分析和处理。

矢量发生器的设计与选型

新型SVG的控制方法中，涉及到矢量发生技术，因此目前最佳的方案是通过芯片来实现矢量发生器。系统的矢量发生器采用基于DSP+PFGA。其中，DSP芯片采用的TI公司高性能的TMS320F28377DZWT型号，FPGA则采用Actel公司的10M02SCU169I7G型号，由DSP 和FPGA组成的矢量发生器实物如图5所示：

其中，主控芯片DSP主要完成以下控制算法：

(1)在SVG系统的启动阶段进行预充电控制，实现软启；

(2)实现相间环流控制；

(3)实现电压电容均衡控制；

(4)实现补偿无功和补偿谐波控制；

(5)按照算法生成调制波信号并输出给FPGA；

(6)实现通信等。

另外，选择一块FPGA作为辅助控制芯片，主要完成以下功能：

(1)扩展DSP的(I/O)数量，使控制更灵活；

(2)驱动脉冲实时分配控制；

(3)脉冲异常时实现保护控制；

(4)生成脉冲驱动IGBT。

LCL滤波电路设计

新型SVG系统中，设计滤波电路可以有效增强系统抗干扰性能，提高系统可靠性，这里选择LCL电路。其示意图如图6所示：

其中，L

在对LCL滤波电路进行设计和选型之前，需要参照逆变器主要运行参数。新型SVG系统为恒功率装置，输出功率P＝±200KVar,输出线电压V

(1)确定总电感值上限

本文所设计的逆变器最低工作输入电压为760V，工作时电感器上会造成压降，使输出电压达不到理论最大值。考虑死区时间影响和器件导通压降，理论上SPWM发波可以输出最大电压为：

功率因数1逆变时，允许两个电感的总压降值：

功率因数角为-π/2时，允许两个电感的总压降值：

V

按照要求，输出功率因数范围在0-1之间，当

其中V

V

功率因数角为-π/2时，如果10倍频电流需要输出满载电流300A，此时允许电感最大值为：

(2)逆变电感设计

逆变电感的设计主要考虑纹波电流，设计典型工况下逆变电感纹波系数K

I

逆变电感值为：

因此我们取逆变电感值L

(3)滤波电容设计

通常，参考滤波电容提供的无功电流不应该超过额定功率的5％，可知电容器的取值上限为：

C

滤波电路内侧L

此频率远低于开关频率12kHz，符合要求。

(4)并网电感设计

通常，LCL滤波电路的谐振频率应该要比工频频率的十倍还要大，但又不能高于开关频率的一半。因此可以计算并网电感：

其中L

L

因此我们实际取值12×10

驱动电路设计

驱动电路主要是完成驱动信号的电平转换和隔离。驱动电路需要24V和5V电源，采用隔离变压器将24V电源转成+17V/-10V供给输出端，5V给驱动芯片供电。驱动电路采用TLP-5214隔离驱动芯片，芯片内部电路如图7所示。

以A相1管为例，由两个电阻串联并且和电容组成RC一阶电路，在IGBT短路时提供保护延时。在IGBT正常工作时，隔离驱动芯片DESAT保护脚外接电容电压等于IGBT导通压降加上两个二极管正向导通压降。当IGBT发生短路，VCE电压会迅速升高，电源电压通过电阻向电容充电，经过很短的时间，DESAT脚电压如果达到7V，芯片触发保护，关断驱动。电容充电时间即为保护延时时间。以下分别对IGBT短路时的保护延时时间进行计算：

(1)当IGBT已导通就发生短路故障

以GD600 IGBT为例，正常导通压降为1.5V，则DESAT脚电容电压为：

V

设t＝0，驱动正向电压为：V

外管驱动电路VCE保护阈值V

如下：

其中τ＝3.525*10

(2)当IGBT一开通就发生短路故障

IGBT没有导通时保护电容两端的电压为零，一开通就发生短路时，驱动电源通过电阻为电容充电，只要电容电压达到7V阈值时，保护指令被触发，保护延时时间计算如下：

算出IGBT保护延时时间约为2μs。

另外，为尽可能降低延时，我们计算比较了其他几个系列型号的芯片的保护延时时间，并通过软件优化的方法设计延迟最短的保护方案。

辅助电源设计

SVG系统的控制部分都需要直流低压供电，因此设计了一块辅助电源板。辅助电源由三相交流电压取电，考虑交流电压的最低值，辅助电源最低工作电压为380*0.6*1.3＝300V，最高工作电压为380*1.6*1.4＝850V；辅助电源为两级式变换，前后级均采用反激式拓扑。前级把高压直流输入转换为+24V，后级把+24V转化为±12V。其中，24V输出作为驱动电路、继电器等电路的电源，±12V为控制电路、采样电路、液晶等供电。辅助电源板为自然散热。输入部分在采样转接板中完成EMC以及三相整流电路，并且提供整流后的直流电压提供给辅助电源。

预充电电路设计

综合考虑成本和系统特点，整个预充电电路(包括取电点)都在转接板完成，缓起电阻在每一相放置，三相各采用6个10Ω/10W电阻串联作为缓起电阻。同时预充电电路设置继电器等通断器件。辅助电源取电在交流输入端口，辅助电源上电后，启动预充电电路后，再闭合接触器(继电器)。随后功率电路进入工作状态，如图8所示。

参考器件资料，电阻5s的功率一般不允许大于10倍额定功率，即600W。根据上述计算，正常三相四线时初始充电的5s平均功率为278W，三相四线缺一相5s平均功率为391W，三相三线时为193W。

保护电路设计

(1)过压保护

当系统发生电压波动故障或者单相接地故障时，会导致线路电压升高，最高可达正常值的1.7倍，足以损坏系统，特别是在直流侧，设置过压保护至关重要。为了让波动电压始终都低于母线电容耐压值，因此使用非线性运放。电路图如图9所示：

首先由TL431稳压源输出电压，并在运放区加一个LM393比较器，对LM393进行设定，当运放的负极小于正极输入时，比较器的输出为高电平，反之输出低电平。正常情况DSP的 A/D引脚电压为3V，当电压升高但正常波动时为3.2V，不正常波动则输出信号来关闭SVPWM，从而起到过压保护作用。

(2)过流保护

除过压保护外，SVG的逆变桥臂的多个IGBT易出现直通故障，任何一组开关故障，均会导致过流现象，对系统威胁极大，因此需要对逆变装置加上过流保护。考虑成本，直接在三相桥电路中加上熔断器，设定熔断电流，从而达到过流保护的作用，该措施既简便又经济。

(3)软件保护

为了使系统异常时能更快响应，防止器件损坏，新型SVG系统除了设有硬件保护电路以外，还采用软件进行保护。通过软件程序对系统的采样信号进行设限，一旦检测到异常信号，控制器立即响应，发出信号断开相关继电器，避免电路因为过流或过压等其他故障而造成不可逆的损坏，从而达到保护系统的目的。

系统程序设计

本系统的软件程序主要是针对DSP和FPGA来研究：

(1)DSP软件是在CCS 6.0.0中完成，主要含主函数和中断函数。各函数主要执行以下功能：

1)数据处理。该部分任务用于计算和分析数据，包括A/D转换，分析各瞬时值、有效值及功率因数等、计算有功、视在和无功量，以及实现数字锁相环，数字 PI控制器和其他数据处理工作。

2)脉冲输出。通过DSP的事件管理器完成脉冲输出，它可以完成六路PWM波形输出。

(2)FPGA的软件程序在QuartusⅡ15.1中开发设计，主要完成外部扩展、时序控制、读取和输出数据、PWM故障处理以及逻辑控制等功能。

软件整体结构设计

软件程序可以分成三块，分别是主程序、中断程序以及各种子程序。首先由主程序对控制系统进行初始化，然后再由中断实现其他程序功能。开关频率为12kHz，由GP3周期中断来触发，数据采集、处理以及PWM波输出都要依赖中断实现。其主程序、中断程序流程图分别如图10、11所示：

如图10所示，主程序设计主要是为DSP的初始化程序设计，环境配置，A/D采样及转换，PI控制，SVPWM输出控制以及保护设置。图11中的电流控制算法中，主要是指有功、无功电流计算、数字PI控制模块以及指令电压生成模块。

各软件模块程序设计

整个系统包含很多个软件模块，每个模块的主程序都必须先进行初始化，具体如流程图 12所示：

系统控制子程序主要包括A/D采样，运算控制，过零检测、SVPWM调制。其中由A/D模块将数据进行转换，得到相应数字信号，同时也是为后续发波做准备。控制软件包含电压环，电流环，中点电压环，这些都采用PI调节器，PI控制也是系统控制的重要部分，另外SVPWM子程序需要判断扇区，按照空间矢量的计算规则将控制量转换成PWM信号，算出各路占空比，并将其分配的时间管理器的寄存器当中，过零检测模块有利于保持系统的稳定。因此，各个子程序都是不可或缺的。其流程图如图13、14、15以及16所示：

控制方法分析与设计

电流控制方法分析

新型SVG系统采用霍尔电流传感器等完成信号的检测之后，对电流的跟踪和控制是进行无功补偿的一项重要任务，在选择控制方法时，比较了直接和间接两类控制方案的优缺点，考虑到直接控制方法在控制精度，响应速度等方面比间接控制方法明显要好得多，因此采用电流直接控制方法来控制SVG的输出电流。在选择直接控制方法时，比较发现滞环电流控制方法、滞环空间矢量控制以及双闭环控制方法在更适应于本系统，因此下面重点介绍这三种方法。

(1)滞环电流控制方法

滞环电流控制目前应用较多，但这种方法有其局限之处，例如开关频率变化大，开关损耗较大，更适合小容量，电流变化较小的场合。为了解决上述问题，对其进行了优化设计，设计了一种优化电压矢量的滞环电流控制方法，首先要对电压矢量所属区域进行判断，这一环节由滞环比较器完成，然后选择最佳的两相开关，实现对相间电流的独立控制，这样一来电流跟踪就可以实现。这种方法不需要预估阻抗系数，所以电压利用率以及控制精度都比较好，所以采用该方法能很好地提高系统性能。

以单相电压源逆变器为例，它的等值电路包括逆变器，负载以及电源，它的输出电压、电流依次为u

由等值电路可知，电路瞬时值方程为:

令输出电流等于指令电流i

其中，u

因此，可知逆变器输出电压为：

假设环宽为h，那么在一个周期内环宽与开关周期之间的关系如图19所示：

由图可知，电流上升时间T

电流下降时间为：

单个开关周期T为：

于是，用开关频率f表示环宽h有：

由上述公式推导可知，要想开关频率f是一定的，可以改变环宽h。在开关频率被设定时，环宽将随u

(2)滞环空间矢量控制

滞环空间矢量控制涉及两部分内容，其一是滞环电流控制，还有一个就是空间矢量控制。其中滞环电流控制的大致过程为：先让误差电流通过滞环比较器，同时由空间矢量控制来检测参考电压矢量所在的区域，两边都需要获得对应状态值，然后结合两个值并通过空间矢量选择出一个合适的U

结合滞环控制中的公式，得到三相系统电压方程如下：

再对其进行Clark变换，得到：

其中U

1)确定参考电压矢量U

参考电压扇区判断如图21所示：

从上图可知，图中六个区域可以通过u

因此参考电压矢量U

表2参考电压区域选择表

2)误差电流△i的区域确定

误差电流扇区判断如图22所示：

将误差电流的正负划分到上图所示的六个区域中，并将△i送入滞环比较器(环宽h可变) 中，得到状态量依次为：B

其中，j＝a,b,c。△i的区域与状态值之间的关系如下表3所示：

表3误差电流区域选择表

3)输出电压U

指令电压扇区判断如图23所示：

如上图所示，参考电压在区域Ⅰ，误差电流在区域Ⅵ，其中虚线分别表示U

表4最优电压矢量选择规则表

(3)双闭环控制方法

系统采用的双闭环控制过程如下框图24所示。其中以电流环作为内环，通过直接电流控制方法进行反馈控制，这样就可以及时对无功电流进行有效跟踪，以电压环作为外环，直流侧的电压误差信号通过PI调节器再经过坐标反变换共同作为电流内环的有功支路输入，这样就能够很好地稳定直流侧电容电压值，通过双闭环控制可使系统具备较高的准确性和稳定性。

通过比较分析，直接电流控制策略的优势在于，它可以让SVG系统响应更及时，控制角度更精确，采用该方法时，可以认为SVG就是一个受控电流源。只要合理选用功率开关器件，该控制方法可适用不同容量场合，应用范围较广。

数字化控制模块设计

为了使新型SVG系统性能得到改善，提高控制精度，提高响应速度，减小设备体积等，尽可能地减少了各种模拟电路控制模块的设计，更多地采用数字化控制方式，本节重点介绍数字PI控制器和数字锁相环两种数字控制模块。

(1)数字PI控制器设计

对于传统的PI控制方案，其可靠性和灵活性都不如数字PI控制方法，因此新型SVG系统采用数字PI控制器来调节各参数，通过数字PI控制器来调节电压和电流，很好地提高了系统的稳定性和响应速度。其控制方式如图25所示：

在连续域的PI调节器有如下公式：

其中，U

下面对连续域模拟量进行离散化：采样周期为T，采样序号为k，那么kT表示的离散采样时间对应着连续时间t，积分通过求和来代替，微分通过增量来代替，可有下列变换：

代入上述公式可得PI调节器的离散化关系式为：

其中:K

从上面算式可以知道，传统离散PI算法中含有求和项，计算起来比较复杂，因此考虑采用增量式PI算法，这样一来运算量小得多。上述两个算式做减法得到增量式PI算法公式：

ΔU

U

离散化后，有：

U

其中，K

PI参数计算式：

在PI控制器设计时，先要根据公式判断各参数的大致区间，并结合仿真和现场实验调试，最终获得较好波形，以此确定PI参数。当然，微调参数应该遵循以下两个原则：

1)增大K

2)对于K

(2)数字锁相环设计

为了能让SVG稳定可靠地运行，必须要实时对电网电压的相位准确及时跟踪，因此需要采用锁相技术。锁相技术目前主要有两种途径可以实现，一种是硬件锁相技术，例如CD4046芯片，另一种是数字锁相环，通过软件实现。其中，虽然硬件锁相很容易实现，但后来发现，在电网电压发生畸变或者不平衡时，硬件锁相技术不能准确捕捉到电压信号过零点，很容易导致锁相失败，引起系统故障，数字锁相环克服了硬件锁相的缺点，通过软件对电网电压数值化计算处理得到电压锁相角，并且很好地对电网电压进行数字滤波，锁相精度高，响应速度快，并且抗干扰能力强

由于三相电网电压不平衡以及干扰较大等因素，传统的锁相技术已经不能精准地进行相位角锁相，相位偏差较大，因此引入了基于单同步和双同步旋转坐标变换的锁相技术。以下分别进行介绍：

1)单同步旋转坐标变换下的锁相技术

单同步旋转坐标变换下的锁相技术实际上是将静止坐标系上的电压信号变换到两相同步旋转d-q坐标系上，并对电压矢量的q轴分量进行PI调节，使得q轴分量为零，以此来实现对电网电压频率和相位角的跟踪。具体分析过程如下：

假定三相电网电压处于平衡状态，在abc静止坐标系下，它的值为：

其中，u、ω

在上式中，C

再将变换后的电压矢量变换到角频率为ω

可见，只有当ω

i.当ω

ii.当ω

图26为基于单同步旋转坐标变换的锁相环原理图。通过PI调节器使d-q旋转坐标系下的q轴电压分量u

2)双同步坐标变化下的锁相技术

前文介绍了单同步坐标变换下的锁相技术，该技术虽然可以实现电网电压的有效锁相，但也存在一些弊端，比如不能将正负序电网电压分离，三相不平衡时不能准确跟踪频率和锁相角，因此不太适合本文的研究对象，为适应实际需求，引入基于双同步旋转坐标变换的锁相技术，通过该技术可将静止坐标系上的电压矢量分别变换到两个同步旋转坐标系上，并处理分离出正负序电压。其中正序同步旋转坐标系d

可以看出，电网电压矢量u

按照坐标变换可得u

其中，

于是有：

传统锁相环不能适应实际需求，采用双d-q锁相技术，将电网电压正序和负序分量分离，并将正序坐标系下的d

可以看出，通过对q

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征及本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。