利用级联双极和单极功率半导体的功率转换器的保护方案

摘要

提供了一种用于具有级联双极和/或单极半导体的功率转换器的保护电路。该保护电路包括至少一个比较器电路，该至少一个比较器电路适于监测布置在功率转换器的极性选择级中的至少一个半导体的集电极‑发射极路径上的电压特性和/或适于监测布置在功率转换器中的至少一个电容器上的电压特性。该至少一个比较器电路还适于向至少一个评估单元输出电信号，所述电信号表示半导体和/或至少一个电容器的电压特性。该至少一个评估单元还适于评估来自至少一个比较器电路的结果，并且在半导体和/或电容器的电压特性偏离预定阈值的情况下，去激活半导体。

说明书

技术领域

本公开的实施例一般涉及多电平功率转换器的领域。本公开特别涉及具有级联半导体的多电平功率转换器（如快速电容器转换器（flying capacitor converter）或箝位转换器，如有源中性点箝位（ANPC）转换器）的领域。在实施例中公开了用于保护转换器中的所有半导体器件免于过量电流的方法和电路装置。

背景技术

多电平功率转换器用于将电能从一种形式转换为另一种形式，例如在AC和DC之间转换；或者改变电压或频率；或者这些的某种组合。

功率MOSFET由于其快速开关能力和电阻传导行为，对于功率电子转换器是非常有利的。然而，硅基功率MOSFET通常遭受有限的电压阻断能力的困扰。此外，体二极管具有不良动态性能。由于这个原因，硅IGBT已经部分取代了它们，特别是在工业应用中。

然而，碳化硅（SiC）是用于功率半导体（如MOSFET）的可行材料，并且提供了对两个主要缺点的改进，即体二极管的不良动态性能和有限的电压阻断能力。这使得MOSFET成为有吸引力的器件，对于工业应用也是如此。

SiC MOSFET提供与现有技术的硅基IGBT相比相当的和甚至更高的电压阻断能力、非常低的开关损耗、具有低传导损耗的双向传导能力以及具有良好动态性能的体二极管，这使单独的反并联二极管是不必要的。然而，SiC MOSFET的主要缺点是不良的短路能力。

尽管近年来SiC材料的引入已经是对于功率MOSFET的重大技术进步，但是硅基功率MOSFET技术也已经取得了一些进展。尤其是第五代100伏和150伏MOSFET的大大提高的体二极管反向恢复性能已被证明是用于高性能的关键实现因素（key enabler）。因此，所谓的快速电容器（FC）转换器拓扑当它达到用于低电压应用的紧凑、轻重量和高效的功率转换器时，已经变得非常有吸引力。

由于单独器件的低电压额定值，转换器相支路需要利用大量串联连接的器件构建，以实现到标准住宅和工业低压配电系统的连接。

在FC转换器拓扑的情况下，可通过增加快速电容器单元的数量来增加相支路的总电压阻断能力。

为了限制必要的MOSFET和栅极驱动器的数量（FC单元可以由四个半导体和一个电容器组成），FC转换器可与极性选择器级（PSS）相结合，该极性选择器级（PSS）将FC转换器的输入电压减半。这可能减少FC单元的数量。因为极性选择器级在基频下操作，所以可使用具有高电压阻断能力的IGBT。

大量的有源半导体器件、绝缘栅极驱动器单元和栅极电压供应使得FC转换器拓扑结构比传统转换器拓扑更复杂。通常，例如通过标准去饱和检测电路系统，每个有源开关被单独保护以防短路。

然而，当器件的总数在几十个或甚至几百个的范围中时，具有针对每个器件的单独保护电路既不实际也不是成本有效的。

因此，替代的保护方法是高度期望的，与当前方法相比，该替代的保护方法具有类似的保护水平和有效性，但是不太昂贵并且不需要例如每个半导体有一个特定的去饱和检测电路。

发明内容

为了解决前述和其他潜在问题，本公开的实施例提出了本发明的以下方面。

在第一方面中，公开了用于具有级联双极和/或单极半导体的功率转换器的保护电路或保护策略。保护电路包括至少一个比较器电路。该比较器电路可以适于监测在至少一个半导体的集电极-发射极路径上可测量的电压特性。该至少一个半导体可以布置在转换器的极性选择级中。比较器电路还可以适于监测也布置在功率转换器中的至少一个电容器上的电压特性。

该至少一个比较器电路还适于向至少一个评估单元输出电信号。该信号可以表示半导体和/或至少一个电容器的电压特性。

该至少一个评估单元还适于评估来自至少一个比较器电路的结果，并且在半导体和/或电容器的电压特性偏离预定阈值的情况下，去激活半导体。

在第二方面中，公开了一种用于保护具有级联双极和/或单极半导体的功率转换器的方法。该方法包括以下步骤：

利用至少第一比较器电路，确定功率转换器中的一个或多个半导体的端子上的电压特性，和/或利用至少第二比较器电路，确定功率转换器中的一个或多个电容器的端子上的电压特性。

利用一个或多个评估单元进一步评估功率转换器中的一个或多个半导体的端子上的电压特性和/或一个或多个电容器的端子上的电压特性是否偏离预定阈值。

在另一步骤中，在所述电压特性偏离预定阈值的情况下，利用去激活单元，去激活半导体。半导体被去激活，以中断通过功率转换器的可能有故障的电流流动。

在又一方面中，公开了一种具有级联双极和/或单极半导体的功率转换器。该功率转换器包括根据在本申请中提出的一个或多个方面的保护电路或保护策略。

附图说明

将在示例的意义上提出本公开的实施例，并且下面参考附图更详细地解释它们的优点，其中：

图1示出了根据实施例的转换器拓扑；

图2a示出了根据一个或多个实施例的保护概念；

图2b示出了根据一个或多个实施例的另一保护概念；

图3示出了在实施例中使用的示范性的电压监测；

图4a示出了根据实施例的对半导体的保护；

图4b示出了根据本申请的实施例的对半导体的另一保护；

图5示出了根据本申请的实施例的保护概念；

图6示出了根据本申请的实施例的转换器；

图7示出了电子电路的实现。

具体实施方式

在下文中，将参考说明性实施例描述本公开的方面。应当理解，给出所有这些实施例仅仅是为了使本领域技术人员更好地理解和进一步实践本公开，而不是为了限制本公开的范围。例如，作为一个实施例的一部分图示或描述的特征可以与另一个实施例一起使用，以又产生另外的实施例。为了清楚性的利益，并非实际实现中的所有特征在本说明书中被描述。当然，将领会，在任何这样的实际实施例的开发中，应该做出许多特定实现的决定，以实现开发者的特定目标，例如符合系统相关和商业相关的约束，所述特定目标将从一个实现到另一个实现而改变。此外，将领会，这样的开发努力可能是复杂且耗时的，但是对于受益于本公开的本领域普通技术人员来说将仍然是常规任务。

现在将参考附图描述所公开的主题。各种结构、系统和装置在附图中仅出于解释的目的而示意性地描绘，并且以便不用本领域技术人员众所周知的细节使描述模糊。然而，包括附图以描述和解释所公开主题的说明性示例。本文中使用的词语和短语应该被理解和解释为具有与由相关领域中的技术人员对这些词语和短语的理解一致的含义。通过本文中的术语或短语的一致使用，不旨在暗示术语或短语的特殊定义（即不同于如由本领域技术人员所理解的普通和惯用含义的定义）。就术语或短语可能旨在具有特殊含义（即不同于由技术人员所理解的含义）而言，将以直接且毫无疑义地为术语或短语提供特殊定义的定义方式在说明书中明确阐述这样的特殊定义。

在下文中，公开了针对本申请中描述的解决方案的不同变型。

图1示出了功率转换器的一个相支路。图1中的功率转换器是根据快速电容器（FCC）概念的转换器。FCC拓扑是在20世纪90年代发展的，并且它使用几个浮动电容器代替箝位二极管来分担器件间的电压应力，并在输出中实现不同的电压电平。FCC拓扑可通过串联连接更多个电池来扩展，从而在输出阶段中实现更多个电平。

在图1中，由半导体120形成的极性选择器级（PSS）布置在转换器中。极性选择器级将快速电容器转换器的电压输入减半。利用这种措施，减少了所需的FC单元的数量。FC单元由半导体130和电容器（快速电容器）140组成。半导体是互补操作的。

图1示出了通过由点线分隔的三个快速电容器单元表示的多个连接的FC单元。FC单元形成一个相支路。相支路连接到滤波器电路，该滤波器电路包括四端电路（T网络），其包括两个电感（L

对于三相转换器，三个相同的如图1中所示的并行相支路是必要的。

可以看出，FC转换器技术采用了大量有源半导体、栅极驱动器和栅极电压供应。通常，每个有源半导体开关应该被保护以防短路，因为在大型设备中存在高电压和高电流。用于监测和保护半导体的常用技术是传统的标准去饱和检测电路系统。

然而，这使得多电平转换器（特别是FC技术）非常复杂。为每个半导体分配单独的保护电路是不可行的，特别是当器件的总数在几十或几百个半导体的范围中时，从成本效率或技术实践的角度来看，为每个半导体分配单独的保护电路是低效率的。

因此，已经开发了更简单的替代保护方法，并在下文中对其进行公开和描述。特别地，在本申请的第一实施例中公开了一种用于具有级联双极和/或单极半导体120、130的功率转换器100的保护电路。

保护电路可以包括至少一个比较器电路210、310、410、420，其适于监测布置在转换器100的极性选择级（PSS）中的至少一个半导体120的集电极-发射极路径上的电压特性和/或监测布置在功率转换器100中的至少一个电容器140（如例如快速电容器）上的电压特性。

该至少一个比较器电路210、310、410、420还可以适于向至少一个评估单元220、230、320、450、520输出电信号，该电信号表示半导体120和/或至少一个电容器140的电压特性；其中所述至少一个评估单元220、230、320、450、520可以进一步适于评估来自所述至少一个比较器电路210、310、410、420的结果，并且在半导体120、130和/或电容器140的电压特性偏离预定阈值的情况下，去激活半导体120。

当相电流连续流过极性选择级时，IGBT可用于过流和/或短路保护。也就是说，可使用例如基于集电极-发射极电压监测的标准去饱和检测电路系统来检测过量电流。

在这样的情况下，从主DC链路到FC转换器级的电流流动通过关断IGBT而被中断。如果FC单元中的MOSFET的开关频率是高的，并且因此快速电容器的电容是小的，则LV表面安装的MOSFET很可能承受快速电容器中所存储的能量，并且因此对MOSFET的额外保护不是必要的。

如果不是这种情况，可基于快速电容器单元电压信息来保护快速电容器单元中的MOSFET。即使没有执行有源单元电压平衡，通常也为了监测目的而测量单元电压。因此，在操作期间，可基于单独的单元电压中的突然变化来检测异常，包括快速电容器单元电压不平衡、过压和欠压以及快速电容器单元中在短路或开路模式下失效的MOSFET。类似的方式可以是监测电压变化率以检测短路。

对于上面提到的概念，模拟和数字实现都是可能的。电容器上的单元电压被差分测量，并且结果使用如图2a中所示的连接到例如FPGA或微控制器的模拟-数字转换器（ADC）220、515而被数字化，或者被馈送到如图2b中所示的触发故障状态的具有预设阈值的模拟比较器。

图2a示出了快速电容器（FC）单元。该单元可以包括采用桥式配置的半导体（MOSFET）130和电容器140。两个半导体130按行相应地切换，从而形成两个分支。电容器140连接两个分支。差分放大器210具有输入。如图2a中可看出的，两个输入连接到电容器140的第一和第二端子。差分放大器210具有连接到模拟-数字转换器220、515的输入的输出。差分放大器210评估电容器140的电压行为，并将评估的信号馈送到A/D转换器220，所述A/D转换器220对来自差分放大器的信号进行采样和数字化。A/D转换器220向计算单元/FPGA/CPU230输出数字信号，该数字信号包括电容器140之上的电压特性的行为，该计算单元/FPGA/CPU230适于进一步分析来自A/D转换器220的信号。

图2b示出了类似的布置，不同之处在于差分放大器210将其信号输出到模拟比较器230的第一输入。充当阈值的预定信号被输入到模拟比较器230的第二输入中。在预定阈值偏离随来自差分放大器210的信号的输入值的情况下，模拟比较器输出前向信号，该前向信号然后可用于进一步的目的。

数字实现能实现更多的灵活性和先进检测算法的使用，但模拟实现可能更适合低功率和低成本系统。

可以由FPGA基于利用ADC数字化的单元电压测量值来监测FC级的操作。单元电压中的突然变化可指示可能的异常操作，例如，短接的MOSFET导致快速电容器140的耗尽（drain）、电网侧上的过压等。

如果正常平衡的单元电压（针对该单元平衡所需的电路未在图中示出）由于某种原因变得过度不平衡或超过预设的过压跳闸限制，则FPGA关断调制以保护半导体器件。

替代方法可以是要监测相邻单元之间以及输入和第一快速电容器单元之间的电压差，如图3中可看出的。

图3示出了如同图2中所示的FC级的FC级，除了它具有六个半导体130之外，来自所述六个半导体130中的三个半导体按行相应地切换。两个电容器140以桥式方式布置在包括三个半导体130的两个分支之间。如图2中一样，利用差分放大器310监测电容器电压。另外，相支路的输入电压也可以利用差分放大器310来监测。三个差分放大器310的输出信号用作两个随后的差分放大器310的输入信号。这两个差分放大器310生成输出信号。这些输出信号中的每个可以输入在另一个模拟比较器320中。以与图2中所示的方式相同的方式，可以将来自差分放大器310的信号与阈值进行比较。

如果在正常操作中电压差低于标称的预定值，则存在失效器件的高概率，并且例如可以生成故障信号FLT1或FLT2。

从图2已知的FPGA可以另外为IGBT提供栅极控制（这在图5中未示出）。FPGA利用由二极管、电阻和施密特触发器组成的电路来监测IGBT的集电极-发射极电压。该逻辑信号可用于通过检查在IGBT接通后集电极-发射极电压是否下降得足够快来检测去饱和。如果逻辑信号的状态在预定时间内没有改变，则这指示短路事件。图5中所示的电路被简化。

根据本申请的其他方面，本申请的另一实施例公开了至少一个比较器电路210、310、410、420可以包括施密特触发器、二极管和电阻器的布置。

包括施密特触发器的电路基于集电极-发射极电压生成指示IGBT状态的状态信号，即接通或关断（二进制1或0）。比较操作可以由FPGA/CPU在内部执行，这是基于时间的，并且不像模拟比较器的情况下是基于电压电平的。

因此，在故障的情况下，FPGA可经由信号输出直接关断IGBT。故障触发器可源于任何源，例如源于FC级电压监测、IGBT去饱和保护等。除了FPGA，还可使用具有快速输入捕捉功能的CPU或任何逻辑电路。

图7中示出了施密特触发器电路740的实际实现700，该施密特触发器电路740具有一些保护二极管（包括齐纳二极管750）、滤波器电容器720和电阻分压器730，以设置施密特触发器输入电压。端子C是连接到在图5中的电阻器的点，端子E是IGBT发射极连接，并且VCC是参考发射极电势E的逻辑的期望辅助电压（例如3.3 V）。

根据其他方面，本申请的另一实施例公开了至少一个比较器电路210、310、410、420可以包括差分放大器。在接通IGBT之后，在预定的时间段之后，可在差分放大器中将测量的集电极-发射极电压与预定的电压电平进行比较，以检测去饱和。

图4示出了用于集电极-发射极电压监测的两个简化实现示例。最常见的一个示例基于模拟比较器，如果IGBT集电极-发射极电压当IGBT接通时没有下降到预设阈值以下，则该模拟比较器触发故障状态（图4a）。

IGBT 120处于极性选择级中。所示的四个IGBT 120是互补切换的。这意味着，只有在特定的配置中才能激活IGBT，以避免DC链路电容器110的短路，该短路将破坏IGBT。

在图4b中所提出的数字实现中，可以仅提供关于IGBT的开关状态的信息，并且可以由FPGA或微控制器做出对故障的决定。施密特触发器具有以下目的：通过分配0或1两个特定的模拟信号电平，从模拟信号形成数字信号。施密特触发器和快速数字信号隔离器保证了非常小的信号传播延迟。

在FC单元电压监测的情况下，模拟和数字实现之间没有功能差异。在这两种情况下，电压电平被监测和比较。

在保护电路的另外实施例中，根据本申请的一个或多个其他方面，公开了至少一个评估单元220、230、320、450、520可以包括FPGA和/或基于处理器的控制单元。FPGA和/或基于处理器的控制单元可以包括I/O端子，所述I/O端子用来接收表示例如来自至少一个比较器电路210、310、410、420、510的电压或电流值的值，并用来输出控制信号，以控制半导体120、130的激活状态。

在根据本申请的一个或多个其他方面的保护电路的又一实施例中，公开了功率转换器可以是根据快速电容器类型的转换器。快速电容器转换器可以包括至少一个单元。快速电容器转换器中的至少一个单元可以包括至少两个半导体130和电容器140的布置。

在正常稳态操作中，FC电压应保持恒定，并相对于FC级的输入处的直流电压保持平衡。在三个FC单元的情况下，平均电压可以是输入电压的3/4、1/2、和1/4（电压阶跃=FC级输入电压/ (

在全直流电压为例如1100伏的情况下，IGBT级（PSS）的输出为550伏（PSS中的每个电容器110具有输入电压的一半），所述输出也是FC级的输入电压。根据以上考虑，从最靠近DC输入（左侧）的单元开始，FC单元的稳态电压在理想情况下为412.5伏、275伏和137.5伏。

根据一个或多个其他方面，本申请中提供的保护概念也可用于保护电路的另外实施例中，其中其他转换器拓扑包括级联双极和单极器件。这样的转换器类型可以是根据有源中性点箝位（ANPC）转换器类型的转换器类型。

作为示例，图6中示出了由硅IGBT和 SiC MOSFET组成的3电平混合Si/SiC有源中性点箝位（ANPC）转换器。图3中的转换器是双向三相转换器，其可用于向三相电网供应来自例如DC源（例如太阳能发电厂）的功率。

IGBT 120级充当在基频下操作的极性选择器级，而SiC MOSFET在高频下被脉宽调制。在这种情况下，通过利用IGBT的饱和特性来限制流经SiC MOSFET的短路电流，可克服SiC MOSFET的不良短路能力。因为电压箝位电容器（C

作为本申请的另一个实施例，公开了一种用于保护具有级联双极和/或单极半导体120、130的功率转换器100的方法。该方法可以包括利用至少第一比较器电路210、310、410、420确定功率转换器中的一个或多个半导体120、130的端子上的电压特性，和/或利用至少第二比较器电路210、310、410、420确定功率转换器中的一个或多个电容器140的端子上的电压特性。

该方法还可以包括利用一个或多个评估单元220、230、320、450、520评估功率转换器中的一个或多个半导体120、130的端子上的电压特性和/或一个或多个电容器140的端子上的电压特性是否偏离预定阈值。

如果检测到这样的偏离，则该方法还包括利用去激活单元，去激活半导体120。当所述电压特性偏离预定阈值时，通过功率转换器的电流流动要中断。这意味着，换句话说，在稳定或正常操作方式下的电压特性是已知的，并用作参考值来决定去激活是否是必要的。

例如电压或电流中的一些可接受的偏差可以作为数据存储在控制器的存储器中，该控制器可以控制例如电容器之上的电压行为、上升时间、下降时间、电流特性和它的其他电气值，从这些值中可导出适当的操作状态。如果可能由于任何原因，例如在电容器之上测量的电压不符合这样的预定值，则半导体120被去激活，并且因此电流被中断。

在根据一个或多个其他方面的用于保护功率转换器的方法的又一实施例中，至少一个比较器电路210、310、410、420可以包括施密特触发器、二极管和电阻器530、540、550、560的布置。

根据一个或多个方面的用于保护功率转换器的方法的另一实施例，至少一个比较器电路210、310、410、420可以包括至少一个差分放大器。

在根据一个或多个方面的用于保护功率转换器的方法的又一实施例中，公开了至少一个评估单元220、230、320、450、520可以包括FPGA和/或基于处理器的控制单元。

FPGA和/或基于处理器的控制单元还可以包括I/O端子，所述I/O端子适于从至少一个比较器电路210、310、410、420接收值。

FPGA和/或基于处理器的控制单元还可以适于输出控制信号，以控制半导体120、130的激活状态。换句话说，FPGA和/或基于处理器的控制单元可以用来关断（去激活）半导体120、130的可能性。

又一实施例是具有级联双极和/或单极半导体120、130的多电平功率转换器，其包括根据本申请的一个或多个方面的保护电路。

因此，前文中公开了用于包括级联半导体的多电平转换器的保护概念。保护概念主要集中在转换器的极性选择级中IGBT的保护的组合。另外，在快速电容器转换器的情况下，在保护概念中还考虑监测单元电压的特性和/或快速电容器的电压特性。

利用例如去饱和控制电路来监测极性选择级（PSS）中的IGBT。在这些去饱和控制电路发出信号通知IGBT变得有缺陷的情况下，将极性选择级中的IGBT像主熔丝一样关断，以保护后面的转换器级。监测IGBT 120的集电极-发射极电压，以检测相电流路径中的短路，并避免在IGBT故障的情况下击穿主dc储能设备。FPGA接收IGBT的瞬时开关状态，并在施加栅极电压时检查每个器件正常接通。在栅极已经接通后集电极-发射极电压没有足够快地下降的情况下，触发短路故障，并且调制停止。

然而，在FC单元的MOSFET中也可能发生故障。在这种情况下，监测电容之上的电压是用来保护转换器的另一种方式。如果存在电容器电压中的不平衡，则可得出结论：单元中的MOSFET中的至少一个已经失效或即将失效。

监测单元电压的该电路然后也给出命令以关断IGBT。这中断了通过FC单元的电流流动，并且因此中断了通过转换器/转换器支路的电流流动。

换句话说，在前面的实施例中，提出了用于全转换器系统的保护概念，该全转换器系统由例如快速电容器转换器和极性选择器级组成。该保护概念是通过结合先前提出的两个保护概念实现的。图5中提出了9电平转换器情况下的示例设计。

来自图5的相同方式可应用于图6中的电路，以保护SiC MOSFET。想法是相同的，即只有IGBT需要配备有去饱和保护电路，因为存储在SiC MOSFET的箝位电容器中的能量可被认为是如此小，以至于在短路事件的情况下它不能破坏MOSFET。因此，仅中断流过主DC链路的电流是足够的。