电流积分器中的放大器负载电流消除的方法以及带有放大器负载电流消除的电流积分器

摘要

在电流积分器中的放大器负载电流消除包括：将输入电流(Iin)施加到运算跨导放大器，该运算跨导放大器设置有用于电流积分的积分电容器(Cint)，引导运算跨导放大器的输出电流(Iout)通过感测电阻器(Rsense)，由此产生感测电阻器上的电压降，根据感测电阻上的电压降产生消除电流(Iout，cancel)，并且在输出电流通过感测电阻器之前或之后，将消除电流注入到输出电流，由此消除了输出电流对输入电流的依赖性。

说明书

本发明涉及带有开关电容器数模转换器的电流积分器的领域。

如图6所示的电路图描述了在数模转换器(DAC)中所使用的典型积分级的基本电路拓扑。通过在输入电流I

由于积分电容器C

在开关电容器数模转换器中，注入大小为Q＝C(V

由于能够将负载电容器C

为了解决这个问题，可以增加跨导g

一个更实际的解决方案是最小化运算跨导放大器(OTA)的输出负载电流。已经提出了这种用于电压输入δ-σ转换器的技术，其中，通过在输出处注入DAC信号和估计的输入信号电荷来最小化反馈过程中的虚拟地尖峰。在如图7所示的电路中，借助于前馈跨导g

已知的解决方案着重于在电压输入积分阶段中减小在DAC脉冲开始处的虚拟地电位v

此外，已知的解决方案假设运算跨导放大器的主要输出电流流入积分电容器C

本发明的目的是公开一种减少电流积分器中非线性的实用方式，以便使取决于工艺和温度的校准变得多余。

该目的通过根据权利要求1的方法和根据权利要求8的电流积分器来实现。变型和实施例从从属权利要求得出。

除非另有说明，如上所述的定义也适用于以下描述。

用于在电流积分器中消除放大器负载电流的方法包括：将输入电流施加到运算跨导放大器，该运算跨导放大器设置有用于电流积分的积分电容器，引导运算跨导放大器的输出电流通过感测电阻器，由此产生感测电阻器上的电压降，根据感测电阻器上的电压降来产生消除电流，并且在输出电流通过感测电阻器之前或之后，将消除电流注入到输出电流中，由此消除了输出电流对输入的依赖性。

在该方法的变型中，对感测电阻器上的电压降进行积分，并且将积分后的电压降转换为消除电流。可以设置开关电容器积分器以对电压降进行积分。特别地，可以在输出电流通过感测电阻器之后将消除电流注入到输出电流。

在该方法的另一变型中，感测电阻器上的电压降在电容器上被采样，并且采样后的电压降被转换为消除电流。尤其可以借助于另一运算跨导放大器来实现该转换。特别地，可以在输出电流通过感测电阻器之前将消除电流注入到输出电流。

电流积分器包括：运算跨导放大器，其设置有用于电流积分的积分电容器；感测电阻器，其被连接到运算跨导放大器的输出；转换电路，其被配置为用于将感测电阻器上的电压降转换为消除电流；以及

位于转换电路的输出与紧接在感测电阻器之前或之后的节点之间的连接。

在电流积分器的实施例中，转换电路包括另一积分器，该另一积分器被配置为对感测电阻器上的电压降进行积分。该另一积分器尤其可以是开关电容器积分器。

电流积分器的另一实施例包括转换电路的另一运算跨导放大器。该另一运算跨导放大器被配置为将另一积分器的输出转换为消除电流。

在电流积分器的另一实施例中，感测电阻器被布置在运算跨导放大器与输出节点之间，并且另一运算跨导放大器的输出被连接到输出节点。

在电流积分器的另一实施例中，转换电路被配置为在电容器上对感测电阻器上的电压降进行采样。特别地，可以采用另一运算跨导放大器来将采样的电压降转换为消除电流。另一运算跨导放大器的输出尤其可以被连接到位于运算跨导放大器和感测电阻器之间的节点。

以下结合附图对方法和电流积分器的示例进行详细描述。

图1示出了描述负载电流消除方法的图。

图2示出了描述另一负载电流消除方法的图。

图3示出了另一负载电流抵消方法的实施方式的电路图。

图4示出了使用负载电流消除电路的电流域增量式两步模数转换器的电路图。

图5是图4电路的时序图。

图6示出了在δ-σ转换器中所使用的基本集成级的电路图。

图7示出了辅助运算放大器技术的电路图。

图8示出了电源电压V

图1示出了描述负载电流消除方法的图。运算跨导放大器具有跨导g

将积分器输出转换为电流，经由具有跨导g

图2示出了描述不使用反馈的另一负载电流消除方法的图。感测电阻器R

在根据图2的电路中，没有反馈回路来构成稳定性和沉降要求，这是因为运算跨导放大器将始终调整其输出电流I

因此，感测电阻器R

图3描绘了另一负载电流消除方法的详细电路实施方式的示例。可以对感测电阻器R

所实现的消除基本上对工艺公差和温度变化不敏感，这是因为它仅取决于商Q

然而，由于局部反馈回路中缺少大的负载电容，因此沉降要求能够以比主积分器低得多的功耗来实现。此外，来自缓冲器和跨导器的噪声被注入到积分器输出处，从而可以通过OTA开环增益来极大地抑制该噪声。因此，负载电流消除方案的功率和噪声损失较低。

图4示出了电流域增量式两步模数转换器的电路图。在该电路中，第一模数转换器的残留被第二级模数转换器转换。第一级被实施为电流控制振荡器(CCO)。将积分器输出与参考电压V

第一级能够独立工作，也能够通过数字化CCO的输出残留V

图5是图4电路的时序图。图5示出了clk信号clk、采样和复位信号脉冲、脉冲电压V

将缓冲器和线性跨导中的偏移转换为OTA输入处的增加的偏移。这不会影响线性度，但会产生恒定的DAC偏移误差。这不是缺点，因为运算跨导放大器本身就会表现出偏移，并且因此在具有高增益精度要求的应用中，无论如何都必须校准DAC偏移。

利用所描述的方法，可以精确地测量输出电流并将其转换为精确的消除电流。因此，与常规的校准辅助解决方案相反的是，其可以保证线性度。该方法的优点在于，它考虑了在DAC脉冲结束时，虚拟地电位v

附图标记说明

C

C

clk 时钟信号

clk

clk

clk

g

g

g

gnd 地电位

I

I

I

I

n

R 电阻器

R

V

v

Δv

Δv

V

V

V