用于MU-MIMO无线通信网络的干扰减轻的方法和装置

摘要

在多用户多输入多输出MU‑MIMO无线通信网络中，干扰得以减轻。确定第一MU‑MIMO组，以允许在第一无线站(1)处同时从MU‑MIMO组中的无线站接收相应的发送数据。形成第一波束(6)以用于从MU‑MIMO组中的给定无线站(2d)接收发送数据。根据确定MU‑MIMO组的成员少于波束成形权重矩阵被配置以接收的波束数量，形成一个或多个附加波束(10a、10b、10c、10d)，以从给定无线站(2d)接收发送数据，附加波束中的每个的到达角与第一波束(6)偏移相应预定角。根据使用第一波束(6)接收的数据流和使用一个或多个附加波束(10a、10b、10c、10d)接收的相应数据流，生成解码数据流。

说明书

技术领域

本发明总体上涉及在包括多个无线站的多用户多输入多输出(MU-MIMO)无线通信网络中的干扰减轻，并且具体地但非排他地，涉及一种通过形成第一接收波束和附加接收波束并在波束的输出之间进行选择以减轻干扰影响的干扰减轻方法。

背景技术

现代无线通信网络通常被置于在分配的信号频谱的约束内提供高数据容量的较高的要求之下。在蜂窝无线通信网络中，通常可以根据预定的频率重用模式，通过重用小区之间的频率来增加容量。固定无线接入系统可以包括通常被安装在天线塔上的基站(可以被称为接入点)以及安装在客户房屋处的多个订户模块。接入点的覆盖区域可以划分为扇区，每个扇区用于与各个小区进行发送和接收。通过将各个波束引导到特定的用户设备(可以被称为订户模块)，与覆盖扇区的波束相比，可以进一步提高小区内的容量，以允许接入点之间的通信具有改善的增益和/或降低干扰的接收。接入点可以为每个扇区配备天线阵列和波束形成器，以形成用于与每个相应订户模块进行通信的波束。通过采用多用户多输入多输出(MU-MIMO)波束成形，可以进一步提高容量，在多用户多输入多输出(MU-MIMO)波束成形中，各个波束可以同时指向为MU-MIMO组选择的不同订户模块，每个波束承载不同的数据。被选为MU-MIMO组成员的订户模块具有足够的空间间隔，使得每个波束都可以指向该组的一个成员，而将零点(null)引导到该组的其他成员，以避免该组成员之间的干扰。可替代地，可以提供对等网状网络。在这种情况下，可以存在多个无线站，多个无线站没有区分为特定的接入点和订户模块，每个站都可以使用MU-MIMO波束与若干其他站进行通信。

可以通过将波束成形权重集(beamforming weightset)施加于加权矩阵来形成一组MU-MIMO波束。加权矩阵通过对从天线阵列的每个元件接收到的元件信号施加适当的幅度和相位权重，来形成多个输出信号，从而形成各个MU-MIMO波束，以从各个订户模块或另外的无线站接收各个信号。可以基于信道估计来计算波束成形权重集，该信道估计与通过每个接收链的射频传播路径的幅度和相位特性以及来自每个订户单元或另外的无线站的接入点或第一无线站处的天线的每个阵元有关。可以基于具有预定相位和幅度特性的探测符号来计算信道估计。

然而，无线通信网络可能会受到干扰，特别是如果正在使用其他无线系统可能在其中运行的非许可频带时。干扰可以是间歇性的，并且在接收到探测符号时可能不存在，并因此在计算波束成形权重集时可能难以考虑干扰的影响。具体地，干扰可以从符号到符号动态变化，而MU-MIMO权重集的更新可以在更长的时间尺度(通常为几秒或几分钟)中执行，并且频繁地更新权重集可能导致用于信道探测的沉重的信令开销。

本发明的目的是减轻现有技术的问题。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于包括第一无线站和多个另外的无线站的多用户多输入多输出MU-MIMO无线通信网络的干扰减轻方法，该方法包括：

确定要向其形成相应波束的另外的无线站的一MU-MIMO组，以允许在第一无线站处同时从MU-MIMO组中的相应另外的无线站接收相应发送数据；

基于先前确定的信道估计，形成用于从第二无线站接收发送数据的第一波束，该第二无线站是MU-MIMO组中的另外的无线站中的一个；

根据MU-MIMO组的成员少于波束成形权重矩阵被配置以接收的波束数量的确定，在波束成形权重矩阵的容量内形成一个或多个附加波束，以从第二无线站接收发送数据，附加波束中的每个的到达角与第一波束偏移相应预定角；并且

根据在第一波束中接收发送数据所产生的数据流以及在一个或多个附加波束中接收发送数据所产生的相应数据流，生成解码数据流。

与第一波束偏移的附加波束的生成在接收图案中提供零点的相应位置，因此增加干扰源落入至少一个波束上的零点的可能性。从来自第一波束和附加波束的数据流生成的解码数据流允许以最佳干扰抑制从流选择数据，该干扰可以由于多个间歇干扰源而动态变化。与重新计算权重集以调整波束图案相比，波束之间的选择可以更快地执行并且信令开销更少。

在MU-MIMO无线通信网络中，第一无线站可以是接入点，而另外的无线站可以是订户模块。可替代地，第一无线站和另外的无线站可以是对等网状MU-MIMO无线通信网络中的对等体。

在本发明的实施例中，生成解码数据流包括：

对数据流中的每个进行解调并应用前向纠错；并且

通过组合基于相应数据流的前向纠错而选择的相应数据流的区段来生成解码数据流。

这提供了选择将哪些数据包括在解码数据流中的有效方法。

在本发明的实施例中，生成解码数据流包括：通过从被确定为不具有未校正错误的区段中选择数据来组合相应数据流的区段。

这提供了组合数据流的有效方法。可以从任何数据流中获取被确定为不具有未校正错误的数据，因此选择包括哪些数据非常直接。

在本发明的实施例中，选择被确定为不具有未校正错误的数据包括：选择被确定为不具有未校正错误的OFDM符号。

这允许对来自不同波束的接收逐符号地进行选择，从而允许对可能落入不同波束的零点中的多个间歇干扰源进行灵活的适应。

在本发明的实施例中，该方法包括：

从数据流生成组合的解调数据流；

对组合的解调数据流应用前向纠错；以及

基于在第一波束中接收到的数据流的前向纠错、在一个或多个波束中接收到的数据流的前向纠错、以及组合的解调数据流的前向纠错，生成解码数据流。

生成组合的解调数据流提供了解调数据形式的另外的来源，可以从该解调数据中选择解码数据，例如，如果干扰源落在附加波束的零点之间、或者如果噪声源以原点分布在方位角上，这可以提供比单独的附加波束更好的干扰抑制。

在本发明的实施例中，生成组合的解调数据流包括：

通过比较要组合的数据流中的每个数据流的对应比特来选择组合的解调数据流的每个比特。

这允许逐比特地从不同流中选择要选择的比特。每个比特可以以不同的频率与OFDM符号的相应子载波相关，并且因此干扰的起源可以在比特之间变化，因此这允许每比特选择不同的接收图案以拒绝相应干扰。

在本发明的实施例中，选择组合的数据流的每个比特包括：针对要组合的数据流中的每个数据流的对应比特的每个的比特值选择多数值。

这允许选择比特的有效方法。

在本发明的实施例中，生成组合的解调数据流包括：

根据相应质量度量对要组合的数据流中的每个数据流的相应对应比特进行加权。

这允许数据流的有效组合。

在本发明的实施例中，质量度量包括相应流的前向纠错错误率和/或每音调矢量误差计算。

这可以通过允许流的最佳组合来提供改进的性能，即使错误解调器从数据点到数据点变化，该性能也可以有效。

在本发明的实施例中，该方法包括：基于在所选的波束中接收到的数据流的质量度量，来迭代地调整所选定的附加波束中的一个偏离相应预定角的到达角的偏移。

通过允许调节一个或多个附加波束的零点的位置以更好地与干扰源的长期位置一致，这可以提供进一步的改进。在所选的波束中接收到的数据流的质量度量可以包括：接收到的符号的聚合矢量误差，或者例如包括来自前向纠错解码器的错误率。到达角可以是方位角和/或仰角。

在本发明的实施例中，所选的波束是：当与第一波束偏移相应预定角时基于在波束中接收到的数据流的质量度量低而选择的波束。

这允许将具有最差干扰抑制的波束迭代地调整到具有更好干扰抑制的位置。

在本发明的实施例中，第一波束和每个附加波束具有相应sinc波束形状。

这提供了方便的实现方式。

在本发明的实施例中，第一波束的波束形状具有与附加波束的相应波束形状的旁瓣电平不同的旁瓣电平。

这可以允许在某些到达角处改善干扰抑制。

在本发明的实施例中，附加波束中的至少一个附加波束的第一旁瓣具有比sinc波束形状中的相应旁瓣的增益更低的增益。

这可以允许改善对波束中零点之间的到达角处的干扰的抑制。

在本发明的实施例中，第一无线站是接入点，并且另外的无线站是MU-MIMO无线通信网络中的订户模块。

这可以允许进一步改善对波束中零点之间的到达角处的干扰的抑制。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于包括第一无线站和多个另外的无线站的多用户多输入多输出MU-MIMO无线通信网络的第一无线站，第一无线站包括处理器，该处理器被配置为使第一无线站：

确定要向其形成相应波束的另外的无线站的MU-MIMO组，以允许在第一无线站处同时从MU-MIMO组中的相应另外的无线站接收相应数据流；

基于先前确定的信道估计，使波束成形权重矩阵形成用于从第二无线站接收数据流的第一波束，该第二无线站是MU-MIMO组中的另外的无线站中的一个；

根据MU-MIMO组的成员少于波束成形权重矩阵被配置以接收的波束数量的确定，使波束成形权重矩阵形成一个或多个附加波束，以从第二无线站接收发送数据，附加波束中的每个的到达角从第一波束偏移相应预定角；并且

根据在第一波束中接收到的发送数据所产生的数据流以及在一个或多个附加波束中接收到的发送数据所产生的相应数据流，生成解码数据流。

通过以下对本发明的优选实施例的描述，本发明的另外的特征将变得显而易见，该描述仅以示例的方式给出。

附图说明

图1是示出在接入点处从作为MU-MIMO组的成员的订户模块接收各个MU-MIMO波束的示意图，其中MU-MIMO组的成员数目与可用的MU-MIMO波束的数目相同；

图2是示出用于接入点的接收架构的示意图，该接收架构具有用于同时接收多个MU-MIMO波束的波束成形权重；

图3是示出在接入点处从作为MU-MIMO组的成员的订户模块接收各个波束的示意图，其中MU-MIMO组的成员数目小于可用的MU-MIMO波束的数目，并向订户模块形成几个间隔较近的附加波束，该订户模块会受到可以是间歇性的噪声源的干扰；

图4示出根据本发明的实施例的架构，其中基于前向纠错结果在数据流之间进行选择，该前向纠错结果可以基于逐个符号；

图5示出根据本发明的实施例的架构，其中从来自接收波束的各个数据流形成组合的解调数据流，并基于前向纠错结果在该数据流与各个数据流之间进行选择；

图6示出根据本发明的实施例的架构，该架构示出基于前向纠错或矢量误差结果来调整波束成形权重以在方位角上迭代地移动波束的反馈路径；

图7是示出波束成形权重矩阵的示意图；

图8是示出接收链的示意图；

图9是根据本发明的实施例的方法的流程图，该方法示出在备用波束容量的情况下基于逐个符号地分配附加波束；

图10示出与针对单个MU-MIMO波束的干扰抑制相比的根据本发明的实施例的具有附加波束的系统的干扰抑制与方位角的函数；

图11示出本发明的实施例中的波束形状和组合的干扰抑制；

图12是根据本发明实施例的方法的流程图，在该方法中从来自接收到的波束的数据流生成组合的解码数据流；

图13是根据本发明实施例的方法的流程图，在该方法中提供反馈循环以调整波束在方位角上的位置；以及

图14是根据本发明的实施例的方法的另一流程图。

具体实施方式

通过示例的方式，现在将在固定无线接入系统的上下文中描述本发明的实施例，该固定无线接入系统以通常为5GHz与6GHz之间的载波频率基于IEEE 802.11标准操作时分双工系统。然而，应理解，这仅是示例性的，并且其他实施例可以涉及其他无线系统和频率，并且实施例不限于具体的操作频带或具体的标准，并且可以涉及在许可或非许可频带内进行操作。在所描述的固定无线接入系统的上下文中，本系统包括所谓的“接入点”和“订户模块”。然而，实施例不限于提供接入点和订户模块的应用。例如，可以提供对等网状网络。在这种情况下，可以存在未区分为具体的接入点和订户模块的多个无线站，每个站都可以使用MU-MIMO波束与其他若干站进行通信。因此，对“接入点”的引用可以被解释为对“第一无线站”的引用，并且对一个“订户模块”或多个“订户模块”的引用可以被分别解释为对“另外的无线站”或“另外有线站”的引用。

图1是示出在包括接入点和订户模块2a-2g的多用户多输入多输出(MU-MIMO)点对多点无线通信网络中的根据本发明实施例的接入点1的示意图。在对等网状网络中，将设置第一无线站1和另外的无线站2a-2g。在所示的示例中，接入点安装在塔上，并且订户模块固定在建筑物上以例如提供数据服务(例如对家庭和企业的互联网访问)。接入点1具有天线元件阵列，每个元件被布置以接收和/或发送信号，该信号在振幅和相位上经过适当加权，以在本示例中形成在MU-MIMO操作模式下的七个MU-MIMO波束3-9。在数据接收模式中，使用波束成形权重矩阵为多个数据流中的每一个形成相应的波束。因此，例如，可以同时从每个订户模块2a-2g接收不同的有效载荷数据。通常每个波束被布置以在其他波束的方向上形成零点，从而减少来自其他订户单元的干扰。来自每个天线元件的适当加权的信号通过在波束成形矩阵中的叠加进行组合，以形成组合的加权信号以用于从每个订户模块接收。信号可以分开地组合以在每个极化处形成波束。在图1中，为清楚起见，仅示出处于一个极化的波束(例如可以是垂直极化V)，但是也可以形成处于第二正交极化的另一组波束(例如水平极化H)。此外，可以通过对处于不同极化状态的天线元件的信号进行适当的加权来控制波束中的极化，从而可以在彼此正交的两个极化处形成波束，而不是完全与天线元件的极化相对应的极化处形成波束。同样，在所示的示例中，波束被示为以方位角形成，但是对“方位角”的引用可以解释为覆盖方位角和/或仰角(即到达角)。

图1所示的订户模块2a-2g基于它们具有足够的空间间隔(每个波束可以指向MU-MIMO组的一个成员，而零点可以被引导到该组的其他成员，以避免该组成员之间的干扰)可以是已被选择用于MU-MIMO组组员的订户模块。MU-MIMO组的组员的选择也基于订户模块具有要发送的数据，并且该选择可以是在临时的基础上的，并且例如可以是每符号的。

在图1的情况下，MU-MIMO组的成员与系统配置形成的波束的最大数量一样多。在这种情况下，就波束数量而言没有备用容量，因为在每个正交MU-MIMO波束中都存在活动的订户模块。可以形成的波束的最大数量可以受到所提供的解调器信道的数量以及波束成形权重矩阵中的权重的数量的限制。可以形成的正交MU-MIMO波束的最大数量可以受到阵列中零点的角分离的限制，因为每个波束通常落在其他波束的零点之内。这也可以受到天线阵列中的元件的数量的限制。关于可以同时形成的波束数量的硬件提供通常被布置为与可以形成的MU-MIMO波束的数量相对应。

图2是示出用于接入点处的MU-MIMO波束的接收的架构的示意图。通常为贴片天线元件的天线元件15的阵列从MU-MIMO组中的订户模块接收传输。接收到的信号被传递到接收器链14，该接收器链14将接收到的信号从射频(RF)下变频为通常的基带，并将信号转换为数字域。该架构可用于使用在数据传输模式中的MU-MIMO波束来接收有效载荷数据，在该数据传输模式中有效载荷数据从接收到的正交频分复用(OFDM)音调(tone)映射到波束成形权重矩阵12，以形成MU-MIMO波束。OFDM音调值表示OFDM符号的音调(也被称为子载波)的幅度和相位。这通常可以是具有同相和正交值的矢量。可以使用QAM(正交幅度调制)调制将数据编码在音调值中。在波束成形之后，通常在调制器16中解调音调矢量以转换为二进制流，然后通常在逐个符号的基础上应用前向纠错(FEC)解码来检测和校正二进制流中的错误。

图3示出在本发明的实施例中，MU-MIMO组的成员数量小于可用的MU-MIMO波束的数量的情况。可用的MU-MIMO波束的数量取决于接入点或无线站形成波束的容量。容量可以受到波束成形权重矩阵的架构和/或波束成形权重矩阵输出处的解调和纠错信道数量的限制。波束成形的备用容量用于形成到订户模块的几个紧密间隔的附加波束，该订户模块受到可能是间歇性噪声源的干扰。附加波束朝向订户模块的增益可以比第一波束略低，第一波束基于信道探测数据形成为MU-MIMO波束。这是因为附加波束的峰值与订户模块的方向略有偏移。但是，附加波束的接收图案中的零点也与第一波束的零点彼此偏移。因此，通过从一个或另一波束中选择数据，可以通过从在接收时间歇干扰落在零点内的波束中获取数据来改善干扰的抑制。

如图3所示，基于先前确定的信道估计，形成第一波束6以用于接收来自MU-MIMO组中的第一订户模块2d的发送数据。这是具有通常指向订户模块2d的峰值的波束，如果使用形成波束的所有容量，则将形成该波束。如图3所示，如果确定MU-MIMO组的成员少于接入点或无线站(并且具体地，波束成形权重矩阵)被配置为接收的波束的数量，则一个或多个附加波束10a、10b、10c、10d可以形成在接入点(具体地，波束成形权重矩阵)的容量内，以用于接收来自第一订户模块2d的发送数据。附加波束10a、10b、10c、10d各自在方位角上相对于第一波束6偏移相应的预定角。通常，该预定角可以小于MU-MIMO波束之间的间隔。例如，MU-MIMO波束之间的间隔可以是7度，并且附加波束可以通常以1度的增量偏移。可以选择其他偏移，例如增量为2度或小于2度(例如增量在1度和2度之间)的偏移。在图3的示例中，存在形成7个波束的容量，但是如所示出的，MU-MIMO组中只有三个订户模块。用于形成并接收4个波束的备用容量用来形成朝向第一订户模块2d的四个附加波束。

图4示出根据本发明实施例的架构，其中基于前向纠错结果在数据流之间进行选择，该前向纠错结果可以是基于逐个符号的。

如图4所示，在该示例中，通过选择经解码(例如经纠错)的前向纠错(FEC)电路17的输出来生成解码的数据流。该选择是在由于在第一波束中接收到发送数据而产生的数据流与在一个或多个附加波束中由于接收到发送数据而产生的相应数据流之间。

从第一波束偏移的附加波束的生成在接收图案中提供了零点的各种位置，因此干扰源落入至少一个波束上的零点的可能性增加。从来自第一波束和附加波束的数据流生成解码的数据流允许以最佳干扰抑制从流中选择数据，该干扰可以由于多个间歇干扰源而动态变化。与重新计算权重集(weightset)以调整波束图案相比，波束之间的选择可以更快地执行并且信令开销更少。通常，可以在几秒钟或几分钟的时间段内重新计算权重集，而波束之间的选择例如可以是每个符号的(可以是每12微秒左右)。因此，可以看出，如果干扰是动态的(例如在不受管制的频带中的多个间歇源)，则本发明的实施例提供比重新计算权重更快和更简单的响应。

如图4所示，来自波束成形权重矩阵的每个数据流被解调16，并且前向纠错17应用于每个数据流。通过组合相应数据流的区段来生成解码的数据流22，每个区段例如与接收到的OFDM符号相对应。可以基于相应数据流的前向纠错来选择该区段。通常，可以从通常与OFDM符号相对应的区段中的被确定为不具有未校正错误的区段中选择数据。该方法通常易于实现，因为可以从任何数据流中获取被确定为不具有未校正错误的数据。

图5示出根据本发明的实施例的架构，在该架构中根据来自接收波束的各个数据流来形成组合的解调数据流23。如所示出的，组合的解调数据流传递到前向纠错块20，并且经解码和纠错的数据流传递到选择块18，以选择要用作解码的数据流22的输出，在该数据流与各个数据流之间的选择基于每个波束的前向纠错结果。生成组合的解调数据流提供了可从中选择解码数据的另外的解调数据源，例如，如果干扰源落在附加波束的零点之间、或者如果噪声源在方位角上的原点分布，则该另外的解调数据源可以提供比单独的附加波束更好的干扰抑制。

如图5所示，可以通过复用/组合器(Mux/combiner)功能19来执行生成组合的解调数据流23。在本发明的实施例中，可以通过比较要组合的每个数据流的对应比特来选择组合的解调数据流23中的每个比特，从而可以逐比特地从不同流中选择比特。例如，每个比特可以在不同的频率下与OFDM符号的相应子载波相关，并且因此干扰的起源可以在比特之间变化，因此这允许每比特选择不同的接收图案以抑制相应干扰。选择组合的数据流中的每个比特可以包括：通过比较要组合的数据流中的每个数据流的对应比特的值来为每个比特选择多数值。因此，例如，如果对应的比特在四个数据解调的数据流中的值为“1”，而在一个解调的数据流中的值为“0”，则多数值1将被选择在组合的解调数据流中，该值然后将被传递至前向纠错功能20，前向纠错功能20然后可以在具有较少待校正错误的输入流上工作。

可替代地，复用器/组合器功能19可以通过包括根据各个质量度量对每个要组合的数据流的相应对应比特进行加权的处理来生成组合的解调数据流23。例如，质量度量可以包括针对相应流的前向纠错错误率和/或每音调矢量误差计算。这可以通过允许流的最佳组合来提供改进的性能。

图6示出根据本发明的实施例的架构，该架构示出使用控制器21基于前向纠错或矢量误差结果来调整波束成形权重以在方位角上迭代地移动波束的反馈路径。控制器可以是由数字处理器在接入点处执行的功能，该功能通常可以被配置为使接入点根据本发明的实施例的方法进行操作。可以基于在所选波束中接收到的数据流的质量度量，以远离相应预定角的步数调整附加波束中的所选的一个。在所选的波束中接收到的数据流的质量度量可以包括：接收到的符号的聚合矢量误差、或者例如来自前向纠错解码器的错误率。这可以通过允许调节一个或多个附加波束的零点的位置以更好地与干扰源的长期位置一致，来提供进一步的改进。

在本发明的实施例中，所选的波束是基于当与第一波束偏移相应的预定角时在波束中接收到的数据流的质量度量较低而选择的波束。这允许将具有最差干扰抑制的波束迭代地调整到具有更好干扰抑制的位置，使得然后可以选择另一波束以进行位置调整。

图7示出波束成形权重矩阵12的示例。如图7所示，来自每个天线元件的输入(经由相应接收链接收以转换为OFDM音调值流)经过加权处理、并与来自其他元件的加权的音调值组合在一起，以产生相应波束输出1A至nA。为了形成第一波束1A，在该示例中从每个天线元件接收的OFDM音调值流通过相应的加权值W

图8是示出典型的接收链14的组件的示例的框图。通过低噪声放大器32以射频(即载波频率)从天线元件接收信号。该信号通常通过下变频器33下变频为由同相(I)与正交(Q)分量组成的基带，该下变频器33由RF发生器35提供本地振荡器。I和Q分量在模数转换器34a、34b中被数字化，并且OFDM符号的循环前缀通常被丢弃36a、36b。然后，通过快速傅立叶变换37将OFDM符号从时域转换为一系列OFDM音调，每个OFDM音调表示子载波中的每一个的幅度和相位。然后通常呈I和Q形式的一系列OFDM音调被馈送到波束成形权重矩阵，以形成波束输出1A至1n。

图9是根据本发明实施例的方法的流程图，该方法示出在备用波束容量的情况下在逐个符号的基础上分配附加波束。

图10示出与单个MU-MIMO波束的干扰抑制(如曲线40所示)相比，用于根据本发明的实施例的具有附加波束的干扰减轻系统的作为方位角的函数的干扰抑制(如曲线41所示)。在本示例中，干扰减轻系统形成7个波束，即“第一”波束和6个附加波束，该“第一”波束以标称的0度朝着订户模块形成，基于信道探测从该订户模块接收数据，该6个附加波束以标称的-3、-2、-1、1、2和3度的方位角在附加波束成形权重矩阵中使用备用容量。就噪声的最大抑制而言，选择七个波束中的最佳波束以用于接收，因为噪声(即干扰源)以从-60度到+60度的方位角扫过。垂直刻度显示在每个到达角处朝向噪声源的增益。可以看出，与单个波束对噪声的灵敏度相比，如曲线20所示，在大多数到达角处噪声抑制都得到改善。在图10的示例中，每个波束都有sinc(即(sin x)/x波束形状)，该波束形状表示相对于到达角x的方位角和/或仰角的接收增益。在天线阵列是沿水平线布置的天线元件的阵列的情况下，并且波束图案处于方位角。天线元件之间的通常的间隔是天线工作频率下的一半波长。sinc波束形状是一种众所周知的情况，与主波束中心的增益相比，其第一旁瓣通常具有-13dB。同步波束形状可以由整个阵列的均匀幅度激励形成，并提供良好的接收增益。例如，对于七元件阵列，可以由权重集{(1，0)，(1，0)，(1，0)，(1，0)，(1，0)，(1，0)，(1，0)}形成以视轴(即0度方位角)为中心的同步波束形状，该权重集分别代表施加到每个天线元件上的信号的实权重和虚权重。加权的接收信号被组合以产生相应的波束。为了使波束偏离0度方位角，可以以众所周知的方式将相位斜率应用于整个阵列上的权重。

图11示出可替代的波束形状的使用，在该波束形状中第一波束具有与附加波束的波束形状不同的波束形状。这允许每个波束具有不同的空间滤波器特性，使得在组合的检测器中，在所有波束中存在处于高电平的干扰的可能性非常低。可以选择波束形状，使得它们中的至少一个在每个关注的到达角处具有低增益。

在图11的示例中，主波束43(“Mid”)具有较宽的主瓣和较低的旁瓣电平，并且由权重集为{(0.289952，0)，(0.853548，0)，(1.47878，0)，(1.75543，0)，(1.47878，0)，(0.853548，0)，(0.289952，0)}的波束形成。为了使波束偏离0度方位角，可以将相位斜率应用于整个阵列上的权重。在本示例中，存在两个附加波束44、45“Super D+”和“Super D-”。在本示例中，“Super D+”波束44的方位角偏移了-1度，并且“Super D-”波束45的方位角偏移了+1度。在本示例中用于形成附加波束的权重集为{(1.76866，0)，(-0.315833，0)，(1.76005，0)，(0.574241，0)，(1.76005，0)，(-0.315833，0)，(1.76866，0)}，通过应用适当的各个相位斜率进行偏移。

从图11可以看出，第一波束具有与附加波束的相应波束形状的旁瓣电平不同的旁瓣电平的波束形状。与附加的“Super D+”或“Super D-”波束的对应波瓣相比，第一“Mid”波束的形状具有更宽的主瓣和更低的旁瓣。

图11示出了：至少一个附加波束，并且在该示例中是两个附加波束44、45(“SuperD+”和“Super D-”)，在第一旁瓣中的增益低于sinc波束图案46中的对应旁瓣的增益。在图11中，sinc图案46仅被示出用于与其他波束形状的比较目的，而未在所示的系统中使用。然而，在可替代实施例中，至少一个波束形状可以是sinc图案。

同样如图11所示，第一波束形状43(“Mid”)在至少第二旁瓣中具有比sinc波束图案中的对应旁瓣的增益低的增益。

因此，图11示出合成曲线(未中断的“Comp”线42)，该曲线显示通过选择在每个到达角(此处显示为方位角)处具有最低接收增益的波束而得到的接收增益，并且该合成曲线显示了在给定该选择的情况下的每个角的增益。这可以作为在每个到达角对干扰源的增益。实际上，可以通过基于质量度量(例如，在纠错之前检测到的错误率或来自波束的解调信号中的与干扰水平有关的矢量误差)从相应的波束中选择符号或符号的一部分来实际上执行选择。当选择偏移附加波束中的一个时，对所需信号的增益可能略有降低，但这通常是一个小的影响，并且通过干扰源增益的减小得到的补偿更多。因此，选择对干扰具有最低增益的波束的假设是对数据选择处理的结果的有用近似。

参照图11，并在从0方位角方向开始的方位角的增加的方向上追踪合成的“Comp”图，该方向与打算从其接收所需信号的无线站或订户模块的方向相对应，最低增益(即在给定角的最低干扰)的选择首先导致附加波束44“Super D+”的选择，该“Super D+”偏移-1度。由于偏移，这提供比其他附加波束45“Super D-”更低的增益。从0方位角方向进一步移动，选择更改为另一附加波束45“Super D-”，因为它的第一个零点变为可用，并且通过选择另一个附加波束，获得良好的干扰抑制。进一步从0方位角位置开始，利用减小的旁瓣电平，选择移回到附加波束44“Super D+”。进一步向外，如实线所示，利用减小的第二、以及可能的第三、第四和其他旁瓣来选择第一波束形状43。由于零点之间的旁瓣电平降低，这允许改善波束中零点之间的到达角处的干扰抑制。

本领域技术人员将理解，可以通过改变在权重集中使用的权重来选择波束的形状和旁瓣电平，以生成应用于相应波束的波束成形权重矩阵的波束。各种波束形状和相应权重集在本领域中已知。

在图11的示例中，存在一个示出为以0方位角为中心的主波束“Mid”(43)，在本示例中将该0方位角用作所需信号的方向。所需信号可以来自其他到达角，在这种情况下，主波束的中心将偏移适当的角度。示出了两个附加波束44、45，它们分别偏移-1度和1度。附加波束可以是本领域中的已知的超定向波束(super-directive beams)。

图12是根据本发明实施例的方法的流程图，其中根据步骤S12.1至S12.4，从来自接收波束的数据流生成组合的解码数据流。

图13是根据本发明的实施例的方法的流程图，在该方法中提供反馈循环以调整波束在方位角上的位置，也如图6所示。虚拟信道(如在图13中所提及的)是基于信道估计而形成的MU-MIMO波束(在本情况下是“第一”波束)。步骤S13.3涉及图6的复用器/组合器19的操作，该操作根据质量加权来选择比特，该质量加权被馈送到前向纠错功能20(在该示例中被指定为里德-所罗门引擎(Reed-Solomon engine))，然后馈入选择器以形成解码数据流22。在步骤S13.4，具有最差矢量误差的波束的波束位置被迭代地调整。

图14是根据本发明的实施例的方法的另一流程图，根据步骤S14.1至S14.4，参考第一和另外的无线站，而不是具体地参考接入点和订户模块。

在本发明的实施例中，无线通信系统可以是时分双工系统，使得从接入点发送的下行链路信号和从订户模块发送的上行链路信号以相同的频率发送。可以分别为上行链路和下行链路传输分配交替的固定持续时间段。上行链路和下行链路帧可以形成时分双工帧，该时分双工帧通常被划分为时隙，每个时隙通常用于与订户模块通信，或者在MU-MIMO操作的情况下，与一组订户模块通信。接入点可以在时隙之间从一种操作模式切换到另一种操作模式，例如从扇区模式切换到MU-MIMO模式。出于信道探测以用于形成MU-MIMO波束的目的，探测符号的传输可以在时隙内执行。

将理解的是，本发明的实施例的方法可以由包括一个或多个处理器的电子系统来实现，该处理器可以包括保存在被配置为使处理器执行该方法的存储器中的程序代码。一个或多个处理器可以包括一个或多个数字信号处理器和/或可编程逻辑阵列。

返回图1，订户模块2a至2g可以具有天线，该天线具有例如由反射器限定的孔径，并且每个天线元件可以包括用于从孔径接收和/或向孔径发射相应极化的探针。天线通常安装成使得发射/接收辐射图案的峰值在通常安装在塔上的接入点1的方向上对齐。发送到每个订户模块的命令可以包括指示作为时间的函数的到订户模块的无线电资源和/或极化的调度的映射。该映射可以指示作为时间的函数的对几个订户单元(通常是由接入点服务的所有订户单元)的相应分配。该映射例如可以指示用于发送和/或接收的时间、极化和/或频率分配。无线电资源和极化的调度可以周期性地更新，更新之间的时间段由接入点处的调度器确定。

根据本发明实施例的接入点的具体示例由具有七元件双极化自适应阵列智能天线和多用户MIMO(MU-MIMO)能力的点对多点(PMP)接入点(AP)给出。将理解的是，本发明的实施例不限于本示例。本示例中的接入点涉及用于户外部署以作为PMP网络中具有扇区覆盖范围的AP。单元可以部署成多个，以从塔或屋顶提供360°覆盖。接入点可以是使用上行链路和下行链路方向的时分双工(TDD)分离的在5150MHz至5925MHz频率范围内运行的完整无线电收发器。

接入点可以包括集成的双极化七元件自适应阵列智能天线。七个相同的双极化天线元件和14个关联的收发器链可包含在单个刚性构件中，每个天线元件使用印刷导体和无线通孔连接直接连接到两个收发器链。组件的集成确保天线元件的间隔和对齐方式是已知且恒定的。

每个天线元件可以由八个辐射贴片的垂直列和用于水平和垂直极化的单独的无源馈电网络组成。单个元件在仰角方向上可以具有相对较窄的波束宽度(约8°)，并且在方位角方向上可以具有较宽的波束宽度(约80°)。每个天线元件(也就是说，每列八个贴片)的增益约为14dBi。整个天线元件可在一个阵列中包含56个贴片，阵列的宽度为七个元件(七个贴片)并且高度为一个元件(八个贴片)。

在本示例中，单个发射机链的最大输出功率约为10dBm，对于每个双极化链对，则为13dBm。

相关联的订户模块(SM)设备可以包含带有两个收发器链的定向双极化天线。SM可以使用极化分集或极化复用来支持单个数据流。在MU-MIMO操作中，AP可以支持几个(例如七个)并行数据流，其中每个流与不同的SM设备相关联。

接入点中的应用固件可以为组合矩阵计算发射机增益以及幅度和相位权重，以提供所需的MU-MIMO波束图案。该操作可以基于智能天线操作的精确模型，在该精确模型中将在任意方位角处的合成信号强度确定为各个天线元件辐射的信号的叠加。该模型可以自动地并且固有地允许智能天线中的阵列增益。

波束成形权重矩阵可以使用可编程门阵列或通过对数字信号处理器进行编程来实现，或通过其他公知的数字信号处理实现技术来实现。

因此，在本发明的实施例中，MU-MIMO系统可以具有并行接收、解调和解码多个数据流的能力。做到这一点的能力可以涉及在发送数据的来源处操纵RF波束。为了减轻其他发射机的有害影响(其可表现为正被接收的噪声(即干扰))，在本发明的实施例中，当所有波束未得到充分利用时，备用波束可用于提高系统对任何噪声或干扰的容错度。天线、RF链和解调器的主波束可以朝向发射机源定向。从零到“N”，附加波束也可能朝向相同的源，但与该源具有可变的偏移量。附加波束的数量可以随MU-MIMO系统上的备用容量而变化。与附加波束相关联的解调器可以尝试解调与主波束相同的信号，因此可以存在“N+1”个可用于独立解码和纠错的解调流。在本发明的实施例中，提供了复用/组合可用解调器的输出以提供用于纠错算法进行工作的一个或多个附加流的系统，其中可以根据需要添加附加FEC块。复用/组合输出的示例可以包括加权表决流，其中数据的每个比特传递到附加纠错块，并基于N+1个解调器的输出进行表决。例如，在N+1为奇数且权重相等的情况下，对于要传递给附加FEC的比特应该是1还是0的n+1个流进行简单多数表决。用于利用备用容量并优化数据吞吐量的方法和系统可包括选择附加波束的数量和方向、将多个流组合到附加FEC组件的加权和方法、以及不断优化附加波束的数量和方向的选择的反馈系统、以及将多个流合并到附加FEC组件的加权和方法。

在本发明的实施例中，可以优化主波束以指向发射器。该波束可以具有最高的信号强度。附加波束可以引导至主波束侧面，因此具有较低的信号强度。波束可以具有旁瓣和不同水平的噪声抑制(即零点)，该零点随远离中心零度的方位角而变化。所添加的每个附加波束偏离主波束的中心的可用波束的图案允许使得噪声源更有可能落入一个或多个波束的零点。如果噪声源位于深的零点，则解调后的流将很可能不包含从噪声源引入的误差，并将通过FEC传递正确的所发送的数据。在图10中给出在使用与单个波束相比的几个波束时的噪声抑制的示例。可以看出，单个波束40更有可能在未知的方位角的位置看到来自干扰源的较高的噪声电平。如果已知干扰的方位角的位置，则可以将零点直接驱动到该位置。如果噪声源不是直接位于解调器的零点内、或者源点较宽，而不是点源，那么将几个解调器流组合以形成到新FEC的优化流的处理将进一步降低噪声源的影响，提高正确接收发送数据的可能性。在多个波束上接收到的噪声源将对每个解调器确定原始发送数据的方式产生不同的影响。例如，在QPSK系统中，每个用于确定数据音调值的解调器切片决策都将受到噪声的影响。由于存在跨多个解调器的零点的分布，因此不太可能全部受到影响，使得噪声导致在同一数据音调上对所有该音调值错误地进行QPSK切片确定。因此，即使错误的解调器在数据点到数据点变化，组合/表决系统也可以提供最佳的输出流。分析和反馈机制可以提供将解调器的输出组合到FEC的最佳方法，以便恢复原始的发送数据。用于确定解调器组合的加权方案的度量可以包括FEC错误率计算或每音调矢量误差计算。组合方案的仿真显示，在各种有用源和噪声源的情况下，与单个波束的情况相比，可以改善2-3dB。

在本发明的实施例中，可以通过利用MU-MIMO系统的备用容量来最小化RF系统中的数据丢失，其中当每个可能的MU-MIMO接收流没有从独立源接收数据时，备用容量是可用的。除了朝向发射源的主波束外，附加波束也可以在该方向上被偏移地定向。可以固定或调整偏移量，以优化正确无误地接收数据的可能性。所有波束可以独立解调，并且其输出定向到前向纠错功能(FEC)。可以从组合的输出中形成一个或多个附加流，并将其馈送到一个或多个FEC。对于附加FEC或多个FEC的组合方法可以存在加权方案，该加权方案可以是固定的或动态的，例如在符号到符号之间变化。该方案可以基于解调器级别的本地可用数据或基于度量的优化的附加系统、或这些的组合。

以上实施例应被理解为本发明的说明性示例。应当理解，关于任何一个实施例描述的任何特征可以单独使用，或者与所描述的其他特征结合使用，并且还可以与任何其他实施例的一个或多个特征或者任何其他实施例的任意组合结合使用。此外，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的范围的情况下，也可以采用以上未描述的等同和修改。