一种宽输入电压与高动态响应的双管正激变换器

摘要

一种宽输入电压与高动态响应的双管正激变换器，属于开关电源技术领域，包括变压器T、输出整流滤波电路F、辅助供电电路D、控制电路Ctrl、双刀双掷继电器K、切换电路C和反馈电路Fb。本发明通过变压器匝比切换的方法实现了双管正激变换器的宽电压输入，且在高低匝比两种工作模式下均拥有高动态响应特性，本发明利用辅助供电绕组Ns3间接检测网压，提高了网压检测电路的可靠性。

说明书

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种宽输入电压与高动态响应的双管正激变换器。

背景技术

在众多的隔离型开关电源拓扑结构中，双管正激拓扑由于其较为优秀的稳定性和安全性而被广泛的使用于对可靠性要求较高的环境，如计算机、航空设备、医疗设备等环境。

目前世界上存在着两种交流电网电压，分别是AC 110V与AC 220V。为了兼容这两种电网电压，并考虑电网电压的波动，开关电源通常被设计成全电压的输入范围(AC 90V～AC 264V)。然而传统的双管正激变换器由于其占空比不能大于0.5的缺点，该类型的变换器很难做到全电压的输入范围。

为了使双管正激拓扑能够在宽输入电压的环境下使用，目前的解决方法主要有以下几种：采用主动功率因素校正(APFC)、切换倍压/桥式整流电路、有源钳位、RCD钳位、LCD钳位、谐振复位、采用双变压器、切换变压器匝比等。APFC通常被应用于功率大于300W的电源，低于300W的电源使用APFC会带来较高的成本；切换倍压/桥式整流电路的方法要求输入滤波电容有较高的一致性，且需要搭配均压电阻，但这会带来额外的功耗，并且当输入滤波电容特性差距较大时容易发生故障；有源钳位会使得变换器的设计变得复杂；RCD钳位会带来较大的损耗而降低效率；LCD钳位在开关频率较高时，较大的谐振电流会增加功率开关的导通损耗；谐振复位会给主开关管带来较高的电压应力；采用双变压器结构会使电源的体积和重量都大大增加。

为了使双管正激拓扑适应宽输入的电压范围，切换变压器匝比是另一种简单易行的方法。但现有的切换变压器匝比的方法中，变压器绕组被有选择的使用，未被使用的绕组会占据较大的空间，不能发挥全部绕组的优势；而网压检测电路通常被置于开关电源的输入端，容易受网压尖峰的冲击而损坏；匝比的增加也会使得穿越频率向高处移动，为了不使变换器在高匝比工作模式下的穿越频率移动到较高点而导致系统失稳，变换器在低匝比工作模式下的穿越频率通常被设置在较低点，这使得变换器无法在高低匝比两种工作模式下的均拥有较高的动态响应特性。

发明内容

本发明的目的在于弥补背景技术中通过切换变压器匝比来使双管正激变换器适应宽输入电压范围的方法所带来的缺点，提供一种宽输入电压与高动态响应的双管正激变换器。

本发明通过间接检测电网电压，然后改变次级绕组的串并联方式，同时切换反馈电路的直流增益的方法，以实现双管正激变换器的宽电压输入，并使变换器在高低匝比两种工作模式下均拥有高动态响应特性。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种宽输入电压与高动态响应的双管正激变换器，包括变压器T、输出整流滤波电路F、辅助供电电路D和控制电路Ctrl，其特征在于，还包括双刀双掷继电器K、切换电路C和反馈电路Fb；其中变压器T的初级绕组Np的同名端与开关S1的一端和二极管D1的阴极相连，初级绕组Np的异名端与开关S2的一端及二极管D2的阳极相连，开关S2的另一端与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与二极管D1的阳极相连，并与输入电源的地相连，开关S1的另一端与二极管D2的阴极相连，并与输入电压的正极相连，开关S1与S2的通断由控制电路Ctrl控制，变压器T有3组次级绕组Ns1、Ns2和Ns3，其中，次级绕组Ns1与Ns2匝数相等且采用两组并绕的方式同时绕制而成，次级绕组Ns3为辅助供电绕组，次级绕组Ns1的异名端与双刀双掷继电器K的第一组开关的动触点相连，次级绕组Ns1的同名端与双刀双掷继电器K的第二组开关的常闭触点以及输出整流滤波电路F的一个输入端相连，次级绕组Ns2的异名端与双刀双掷继电器K的第一组开关的常闭触点以及输出整流滤波电路F的另一个输入端相连，次级绕组Ns2的同名端与双刀双掷第一组开关的常开触点及第二组开关的动触点相连，输出整流滤波电路F的输出端与负载相连；次级绕组Ns3的同名端与电阻R2的一端相连，次级绕组Ns3的异名端接地，电阻R2的另一端与二极管D3的阳极相连，二极管D3的阴极与切换电路C相连，还与辅助供电电路D相连，并产生电压Vns3；

所述的切换电路C的结构为，稳压二极管VD的阴极与电压Vns3相连，电压Vns3由次级绕组Ns3与辅助供电电路D产生，稳压二极管VD的阳极与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与电阻R5的一端以及开关管S4的栅极相连，电阻R5的另一端接地，开关管S4的源极接地，漏极接电阻R3的一端、电阻R6的一端、电容C1的一端以及开关管S5的栅极和开关管S3的栅极，电阻R3的另一端接电压Vs，电压Vs由次级绕组Ns3通过辅助供电电路D产生，电阻R6的另一端、电容C1的另一端接地、开关管S3的源极和开关管S5的源极接地，开关管S5的漏极接继电器K的一个控制端，继电器K的另一个控制端接电压Vs，开关管S3漏极与反馈电路Fb相连；

所述的反馈电路Fb的结构为，电阻R7的一端接电压Vref，另一端接电容C2的一端以及光耦OC1、光耦OC2的集电极，并作为反馈电路Fb的输出端Vfb，与控制电路Ctrl相连，其中电压Vref由控制电路Ctrl内部的稳压电路产生，电容C2的另一端和光耦OC1的发射极接地，光耦OC2的发射极与切换电路C中开关管S3的漏极相连，光耦OC1的阳极接电阻R9的一端和电阻R10的一端，电阻R9的另一端接电压Vout，其中电压Vout是输出整流滤波电路F的输出电压，光耦OC1的阴极与电阻R10的另一端和电阻R11的一端以及误差放大器U1的阴极相连，电阻R11的另一端与电容C3的一端相连，电容C3的另一端与电阻R12的一端、电阻R14的一端以及误差放大器U1的参考端相连，电阻R14的另一端及误差放大器U1的阳极接地，电阻R12的另一端接电压Vout；光耦OC2的阳极接电阻R8的一端和电阻R13的一端，电阻R8的另一端接电压Vout，光耦OC2的阴极接电阻R13的另一端和误差放大器U1的阴极；所述的误差放大器U1是一个可控基准源。

光耦OC1与OC2优选同一个封装内的两个光耦，以保证光耦OC1与OC2的参数高度一致。

所述的输出整流滤波电路F为正激变换器常用的输出整流滤波电路，其具体结构不属于本发明的范畴，仅为变换器工作必须的模块所存在，可参照Abraham I.Pressman在《开关电源设计》中的正激变换器的输出滤波器的设计方法进行设计。

所述的辅助供电电路D为常用的非隔离DC/DC降压电路(BUCK)，其具体结构不属于本发明的范畴，仅为变换器工作必须的模块所存在，可参照Sanjaya Maniktala在《精通开关电源设计》中的BUCK电路的设计方法进行设计。

所述的控制电路Ctrl为正激变换器常用的电流控制模式控制电路，其具体结构不属于本发明的范畴，仅为变换器工作必须的模块所存在，可参照Abraham I.Pressman在《开关电源设计》中的正激变换器的电流控制模式的设计方法进行设计。

有益效果：

1、通过变压器匝比切换的方法实现了双管正激变换器的宽电压输入。

2、无论是高压输入还是低压输入，所有绕组都处于工作状态提高了绕组的利用率。绕组的并联也减少了变压器的线圈损耗，提高了变压器的效率。

3、利用辅助供电绕组Ns3间接检测网压，而不是直接检测网压，提高了网压检测电路的可靠性，不易被网压尖峰冲击损坏。

4、通过切换双光耦的接入方式改变了反馈电路的直流增益，配合变压器匝比的变化，保持穿越频率的不变，使得变换器在高低匝比两种工作模式下均拥有高动态响应特性。

附图说明

图1是本发明的整体结构框图。

图2是本发明所述的切换电路C的具体电路图。

图3是本发明所述的反馈电路Fb的具体电路图。

具体实施方式

实施例1本发明的整体结构及整体工作过程

如图1所示，本发明所述的一种宽输入电压与高动态响应的双管正激变换器，由主开关S1、S2，用于磁复位的二极管D1、D2，电流采样电阻R1，变压器T，双刀双掷继电器K，输出整流滤波电路F，限流电阻R2，整流二极管D3，辅助供电电路D，控制电路Ctrl，切换电路C和反馈电路Fb组成。

主开关S1与S2的通断由控制电路Ctrl控制，当主开关S1与S2导通时，输入电压Vin经变压器T变换之后，由输出整流滤波电路F将变压器T的输出电压进行平滑处理得到输出电压Vout，负载Load得到供电；当主开关S1与S2关断时，变压器T由磁复位二极管D1与D2进行磁芯复位，同时输出电压Vout及负载Load的供电由输出整流滤波电路F内部的电容电感保持。反馈电路Fb采集输出电压Vout后将电压反馈Vfb反馈到控制电路Ctrl，电流采样电阻R1采集变压器T的初级电流后将电流反馈Ifb反馈到控制电路Ctrl。限流电阻R2、整流二极管D3及辅助供电电路D从变压器T的辅助供电绕组Ns3处获取供电并产生直流电压Vns3与Vs。直流电压Vs为控制电路Ctrl与继电器K提供工作电压。切换电路C能够通过检测直流电压Vns3以判断输入电压Vin的大小，然后控制继电器K改变变压器T次级绕组Ns1与Ns2的串并联状态，选择合适的匝比以适应输入电压Vin；同时切换电路C还控制反馈电路Fb内部的辅助开关S3的通断状态以调整反馈电路Fb的直流增益去抵消因变压器T匝数比的变化所带来的穿越频率的移动。

所述的变压器T带有初级绕组Np、次级绕组Ns1、Ns2、Ns3。次级绕组Ns1与Ns2匝数相等且采用两组并绕的方式同时绕制而成，这样绕制而成的次级绕组Ns1与Ns2能够保证高度的一致性，以至于在次级绕组Ns1与Ns2并联工作时具有非常小的损耗。Ns3作为辅助供电绕组，初级绕组Np和辅助供电绕组Ns3的绕制只需满足电压方向和匝比的正确即可，无其他特殊要求。

所述的双刀双掷继电器K默认状态(即不通电时的开关状态)使次级绕组Ns1与Ns2并联。

实施例2本发明的切换电路C的具体结构及工作原理

如图2所示，所述的切换电路C包括稳压二极管VD、电阻R3～R6、开关管S3～S5和电容C1，图2中的K即为实施例1中所述的双刀双掷继电器K。直流电压Vns3是辅助供电绕组Ns3与辅助供电电路D产生的，间接反应了输入网压Vin的大小进而影响切换电路C控制双刀双掷继电器K以改变次级绕组Ns1与Ns2的串并联方式，达到改变变压器T的匝比从而适应输入电压Vin的目的。

输入电压Vin为高时(220V)，Vns3也高，稳压二极管VD导通，直流电压Vns3减去稳压二极管VD的导通压降再由电阻R4和R5分压后的电压使开关管S4导通，开关管S4的导通会使开关管S3和S3的栅极电压降至0，进而关闭开关管S3与S5，开关管S5的关闭使继电器K线圈断电，继电器K的双刀双掷开关会打到下侧(即开关的常闭触点)，次级绕组Ns1与Ns2处于并联关系，开关管S3的关闭使光耦OC2从反馈电路Fb中断开；输入电压Vin为低时(110V)，Vns3也低，稳压二极管VD不导通，开关管S4因栅极电压被电阻R5下拉到地而关断，此时开关管S3与S5获得栅极电压而导通，该栅极电压为电阻R3与R6对直流电压Vs的分压，开关管S3的导通使继电器K线圈通电，继电器K的双刀双掷开关会打到上侧(即开关的常开触点)，次级绕组Ns1与Ns2处于串联状态，次级与初级绕组的匝比增加一倍，开关管S3的导通使光耦OC2接入反馈电路Fb中且与光耦OC1并联工作。

所述的切换电路C具有延时切换的功能，确保在接入高压的上电瞬间，继电器K能保持次级绕组Ns1与Ns2始终并联，而不会出现次级绕组Ns1与Ns2短暂串联再回到并联状态的情况。该延时功能由电容C1实现，高压上电瞬间，开关管S4还未导通时，由于电容C1经电阻R3充电需要一定时间，因此开关管S3与S5不会立即导通，当开关管S4导通之后，电容C1的电荷经开关管S4泄放完毕，确保高压上电时开关管S3与S5始终不会导通。这样能避免高压上电瞬间，因为次级绕组Ns1与Ns2短暂串联而使输出整流滤波电路F承受过高的电压导致器件受损，降低输出整流滤波电路F所使用的器件的最高电压应力。

实施例3本发明的反馈电路Fb的具体结构及工作原理

如图3所示，所述的反馈电路Fb包括电阻R7～R14、电容C2与C3、光耦OC1与OC2以及误差放大器U1，图中的S3即为实施例2中所述的开关管S3。

分压电阻R12与R14将输出整流滤波电路F的输出电压Vout分压后由误差放大器U1将误差电压放大，被放大的误差电压通过电阻R8与R9及光耦OC1与OC2将误差电压传递到光耦的输出端Vfb，进而将误差电压反馈到控制电路Ctrl。

电阻R10与R13在光耦OC1与OC2的输入端未导通时，给误差放大器U1提供工作电流确保误差放大器U1能启动成功。

光耦OC1与OC2为同一个封装内的两个光耦，以保证光耦OC1与OC2的参数高度一致。其中电阻R7的供电电压Vref由控制电路Ctrl内部相关稳压电路产生。开关管S3的通断由切换电路C控制(见实施例2中的说明)，当开关管S3闭合时，光耦OC1与光耦OC2并联，等效为电流传输比(CTR)为ctr的一个光耦；当开关管S3断开时，光耦OC2的输入端仍然与光耦OC1的输入端并联，而光耦OC2的输出端未接入反馈网络，此时光耦OC1与光耦OC2等效为CTR为ctr/2的一个光耦。通过开关管S3的通断可以改变等效光耦的CTR进而调整反馈电路Fb的直流增益，使得变压器匝比变化时，反馈电路Fb的直流增益也相应变化，最终使穿越频率保持不变，变换器在高低匝比两种工作模式下均拥有高动态响应特性。

将光耦OC1与OC2等效为一个光耦后的反馈电路Fb可等效为一个II型误差放大器，其中电阻R7～R9及R11～R12、电容C2～C3、等效光耦的CTR将确定该反馈网络的零极点与直流增益。其元件参数的计算方法不属于本发明的范畴，可参照Christophe Basso在《开关电源控制环路设计》中的II型误差放大器的设计方法确定元件参数。

穿越频率是限制变换器动态响应特性的主要参数，穿越频率越低，变换器的反馈调整速度越慢，对功率动态变化较快的负载响应不足，容易造成负载工作不正常甚至损坏变换器，因此设计变换器时应尽可能提高穿越频率，然而较高的穿越频率会使变换器的响应特性过于灵敏，可能会使变换器的输出震荡甚至失稳。因此在设计变换器的时候应遵循在稳定的范围内尽量提高动态响应特性的原则去设置穿越频率。

切换变压器匝比的方法可以使变换器工作在更宽的输入电压的环境下。然而当变换器匝比变大时，正向传递函数G(s)的直流增益将会增加，这将使穿越频率上升，变换器的输出可能会出现震荡或者失稳，因此不得不降低在低匝比的情况下的穿越频率，以保证在高匝比时的穿越频率不会过度增加，这导致变换器在低匝比时无法拥有较高的动态响应特性。

为了使变换器的在高低匝比两种情况下均获得较高的动态响应特性，本发明通过切换反馈电路的反馈传递函数H(s)的直流增益的方法来实现。这种方法能够抵消正向传递函数G(s)的直流增益的变化，保持穿越频率固定不变，使得使变换器的在高低匝比两种情况下均获得较高的动态响应特性。具体工作原理如下：

1、当输入低电网电压时，线圈Ns1与Ns2串联，有：

其中Np为变压器T初级匝数，Ns1与Ns2为副边绕组Ns1与Ns2的匝数，且Ns1＝Ns2，RL为负载电阻，Resr为输出整流滤波电路F中的输出电容的等效串联电阻，Co为输出整流滤波电路F中的输出电容的容值。

此时开关管S3(NMOS)导通，光耦OC1与OC2并联，有：

其中R8＝R9，CTR为光耦OC1与OC2的电流转移比。此时G(s)与H(s)配合使穿越频率为fcross。

2、当输入高电网电压时，线圈Ns1与Ns2并联，有：

此时开关管S3截止，光耦OC1与OC2输入端并联，但光耦OC2输出端从反馈网络中断开，有：

其中R8＝R9，CTR为光耦OC1与OC2的电流转移比。

此时的G(s)相比于低输入网压时的直流增益虽然扩大了一倍，但H(s)相比于低输入网压时的直流增益却缩小了一倍，这使得穿越频率仍然为fcross。

这种变换器结构因为可以切换变压器匝比，所以能够工作在较宽的输入电压的环境下，又因为反馈电路相应的进行调整，使得变换器在高低匝比两种情况下的均拥有较高的动态响应特性。