用于接入网络中的相干光学的系统和方法

摘要

一种通信网络包括相干光发射器、相干光接收器、将相干光发射器可操作地耦合到相干光接收器的光传输介质以及相干光接口。相干光接口包括线路端接口部分、客户端接口部分和控制接口部分。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求2018年3月29日提交的美国临时专利申请序列号62/650,079和2019年2月14日提交的美国临时专利申请序列号62/805,509的权益和优先权，这两个专利申请通过引用以其整体并入本文。

背景

本公开的领域大体上涉及通信网络，且更具体地涉及能够根据一个或更多个网络协议传输信号的接入网络。

大多数网络运营商具有可用于在头端(HE)/集线器和光纤节点之间数据和视频服务的非常有限的光纤，通常只有1-2根光纤束来服务光纤节点组。随着终端用户对家庭带宽的要求越来越高，运营商需要一种策略来增加接入网络的容量。其中一种策略是在HE/集线器和光纤节点之间增加更多光纤，但是再次开挖沟槽(retrenching)是昂贵且费时的，因此投资回报(Rol)的考虑使得这种选择缺乏吸引力；更有效地再利用现有基础设施的解决方案将是优选的。因此，已经提出使用现有的基础设施来满足带宽需求，从而通过在接入网络中使用点对点(P2P)相干光学以及波分复用(WDM)来避免再次开挖沟槽成本。

相干光学技术在海底、长距离和地铁网络中变得越来越普遍，但由于这种应用的技术成本相对较高，还没有被应用于接入网络。然而，因为(i)在接入网络中从HE/集线器到光纤节点的距离比在其他类型的网络中短得多，(ii)接入网络总是P2P架构，以及(iii)可以使用固定波长的光无源器件，所以期望针对有线接入网络开发成本效益高的相干光学技术应用。因此，期望提供用于接入网络的相干光学系统和方法来实现对于增加更紧凑波长的更大裕度，从而提高信噪比(SNR)。

通过将相干光学技术适配到接入网络，在其他网络中使用的一些模块(例如，进行失真补偿、非线性补偿和纠错的模块)可以被消除、简化和/或使用具有宽松要求的部件来实现，从而导致P2P相干光学链路实现方式的显著成本节省。另外，特别地，接入网络收发器的能力、性能和特征可以在光输出功率水平、发射器波长能力、光纤色散补偿量和发射器光信噪比(OSNR)方面进一步放宽，这将进一步降低设计成本，并使得能够在接入网络中使用更低成本的部件。

概述

在实施例中，一种通信网络包括相干光发射器、相干光接收器、将相干光发射器可操作地耦合到相干光接收器的光传输介质以及相干光接口。相干光接口包括线路端接口部分、客户端接口部分和控制接口部分。

简要描述

当参考附图阅读下面的详细描述时，本公开的这些和其它特征、方面和优点将变得更好理解，在所有附图中，相似的字符表示相似的部分，其中：

图1A描绘了分布反馈式半导体激光器的发射光谱。

图1B描绘了外腔半导体激光器的发射光谱。

图2是电光调制器的示意图。

图3是利用图2中描绘的电光调制器中的两个电光调制器的IQ调制器结构的示意图。

图4是双偏振相干IQ调制器的示意图。

图5是衰减与色散的比较图的图解说明。

图6是相应相干检测方案的比较图的图解说明。

图7是相位分集相干接收器(phase diversity coherent receiver)的示意图。

图8是相位和偏振分集(polarization diversity)相干接收器的示意图。

图9描绘了数字信号处理。

图10是具有双光接口结构的收发器的示意图。

图11是具有单光接口结构的收发器的示意图。

图12是发射器的功能性示意图。

图13是接收器的功能性示意图。

图14A-B是描绘比较编码图的图解说明。

图15是描绘示例性符号流架构的示意图。

图16是描绘示例性码字架构的示意图。

图17是描绘示例性块细分的示意图。

图18是描绘示例性阶梯编码方案的示意图。

图19是示例性误差解相关器(exemplary error decorrelator)的示意图。

图20是描绘示例性阶梯码架构的示意图。

图21是描绘示例性分量码字(exemplary component codeword)的示意图。

图22是描绘了针对一系列块的示例性阶梯解码窗口的示意图。

图23是描绘了关于阶梯编码方案的不可校正的失速误差模式的示意图。

图24是描绘客户端适配过程的示意图。

图25是描绘图24中描绘的成帧和映射子过程的示意图。

图26是图24中描绘的过程的编码子过程的示意图。

图27是示例性帧结构的示意图。

图28是示例性多帧格式结构的示意图。

图29是示例性帧结构的示意图。

图30是示例性交织式帧结构(exemplary interleaved frame structure)的示意图。

图31是示例性块映射方案的示意图。

图32是示例性块映射方案的示意图。

图33是示例性帧同步扰码器(exemplary frame synchronous scrambler)的示意图。

图34是示例性编码和交织单元的示意图。

图35描绘了示例性开放式前向纠错结构(exemplary open forward errorcorrection structure)。

图36描绘了示例性位排序方案。

图37描绘了示例性位编号方案。

图38描绘了示例性块间交织结构。

图39是示例性符号映射和偏振分布过程的示意图。

图40是示例性成帧过程的示意图。

图41是关于超帧/子帧结构的示例性分布表的示意图。

图42描绘了示例性超帧结构。

图43描绘了图42中描绘的超帧结构的示例性子帧。

图44描绘了示例性导频序列映射方案(exemplary pilot sequence mappingscheme)。

图45是示例性导频种子排序过程(exemplary pilot seed sequencing process)的示意图。

图46是示例性星座(exemplary constellation)的图解说明。

图47是示例性单偏振调制器的示意图。

图48是示例性双偏振调制器的示意图。

图49是描绘示例性发射器反射效应的示意图。

图50是描绘示例性光回程效应(exemplary optical return effect)的示意图。

图51是描绘差分群时延图(differential group delay plot)的图解说明。

图52是描绘示例性接收器反射效应的示意图。

图53是示例性星座的图解说明。

除非另有指示，本文中所提供的附图意在图示本公开的实施例的特征。这些特征被认为可应用于包括本公开的一个或更多个实施例的各种系统中。因此，附图并不意味着包括本领域中的普通技术人员已知的用于实践本文公开的实施例所需的所有常规特征。

详细描述

在下面的说明书和权利要求书中，将参考许多术语，这些术语应被定义为具有以下含义。

单数形式“一(a)”、“一(an)”、和“该(the)”包括复数参考，除非上下文另有明确规定。

“可选的”或“可选地”指的是接下来描述的事件或情况可以发生或可以不发生，且该描述包括其中事件发生的实例和其中事件不发生的实例。

如本文所用，除非相反指明，否则“调制解调器终端系统”或“MTS”可以指以下中的一者或更多者：有线调制解调器终端系统(CMTS)、光网络终端(ONT)、光线路终端(OLT)、网络终端单元、卫星终端单元和/或其他终端设备和系统。类似地，“调制解调器”可以指以下中的一者或更多者：有线调制解调器(CM)、光网络单元(ONU)、数字用户线路(DSL)单元/调制解调器、卫星调制解调器等。

如本文所使用的，术语“数据库”可以指数据体(a body of data)、关系数据库管理系统(RDBMS)或两者，并且可以包括数据集合，其包括分层数据库、关系数据库、平面文件数据库、对象关系数据库、面向对象数据库和/或被存储在计算机系统中的记录或数据的另一个结构化集合。

此外，如本文所用，术语“实时”是指以下中的至少一种：相关联事件的发生时间、预定数据的测量和收集的时间、计算设备(例如处理器)处数据的时间以及系统对事件和环境的响应时间。在本文描述的实施例中，这些活动和事件基本上瞬间发生。

如本文所用，除非相反指明，术语“收发器”是指P2P相干光收发器，其具有相干光发射部分和相干光接收部分。在一些情况下，对于本文描述的几个实施例，收发器可以指特定的被测设备(DUT)。

本文在整个说明书和权利要求书中所使用的近似语言可以用来修改任何数量表示，这些数量表示可以允许改变，而不会导致与之相关的基本功能的变化。因此，由一个或更多个术语(诸如“大约”、“近似”和“基本上”)修改的值不限于指定的精确值。在至少一些情况下，近似语言可以对应于用于测量值的仪器的精度。在这里和整个说明书和权利要求书中，范围限制可以组合和/或互换；除非上下文或语言另有指示，否则这些范围被识别并包括其中包含的所有子范围。

本文描述的实施例提供了创新的接入网络架构和过程，其对于该领域中日益增长的接入网络趋势特别有用。本系统和方法利用相干光学，且特别是对于P2P系统来说，显著改善有线接入网络和一般接入网络。本文的实施例使得能够在P2P通信链路上使用相干光学技术开发和利用可互操作的收发器。本实施例包括针对相干光收发器的光学物理层要求的新的和改进的规范。

下面的实施例是针对以每秒100和200千兆比特(Gbps)操作的收发器来描述的，然而，本领域普通技术员将会理解，这些操作参数是作为示例来描述的，而不是限制性的。本文的原理适用于以不同传输速度操作的相干光学系统，尤其是随着对增加速度和带宽的需求持续增长。下面的示例也是关于高达大约40的示例性光纤链路来描述的，然而，本领域的普通技术人员将进一步理解，本技术将支持高达80km、120km以及在某些情况下更大的链路。

以下实施例包括对P2P相干光学规范的改进，特别是关于物理(PHY)层的改进。本实施例是针对各种网络部件之间的功能操作和接口来描述的，并且特别关注与PHY层相关的收发器操作以及不是专门针对PHY层的收发器操作。本系统和方法还为以各种传输速度和调制(例如，100G QPSK、200G QPSK、200G 16QAM)操作的兼容硬件提供了成帧、前向纠错(FEC)和符号映射的改进过程。

本系统和方法适用于几个相干光学系统部件，包括相干发射器和相干接收器。在一个实施例中，收发器包括相干发射器和相干接收器，即收发器包括相干发射和相干接收的硬件能力。在示例性实施例中，相干发射器包括至少两个关键部件：(i)一个或更多个光源；和(ii)外部调制器。

在一些实施例中，光源可以包括由以正向偏置模式操作的半导体结实现的半导体激光器。结中的电子从较高能态跃迁到较低能态，以及发射的光子的能量等于电子能态的差异，这也被称为自发光发射。在半导体激光器中，可以实现反射面或反射镜，使得生成的光子来回反弹，刺激更多光子的发射，这也称为受激发射或激光发射，并导致以更高强度水平和高相干度的光发射。由结形成的有源区的相对侧上的反射镜或面产生光谐振腔。该谐振腔的几何形状，以及由结中状态变化生成的能级范围将决定半导体激光器发射的一个或更多个主谐振波长。

在光学系统中，能够保持操作特性是很重要的。在WDM环境中，光学系统被配置为可靠地将传输波长保持在期望值。一些光学系统结合热电冷却能力以获得更好的波长控制，这增加了光学终端设备的成本，但是促进了改进的波长多路复用，这进一步实现了避免为增加额外的容量进行再次开挖光纤沟槽的成本。

图1A描绘了分布反馈式(DFB)半导体激光器的发射光谱100。图1B描绘了外腔半导体激光器(ECL)的发射光谱102。在示例性实施例中，发射光谱100、102代表可以在接入环境中实现的相干激光结构。也就是说，激光器在接入环境中发出的光可能不是严格单色的；根据激光器的个体结构和特性可以实现不同的线宽。发射光波长的线宽可能对在同一光纤上传送的光载波的速度、动态范围、相干性和共存性有显著影响。通常，当光源与其他光源共享光纤光谱时(例如，WDM)，可以限制在窄光谱的光源是优选的。较窄的线宽限制了会溢出到其他通道的能量。

有线接入网络中的共存性是一个重要的考虑因素。大多数有线运营商运营集中式网络，该集中式网络包括前端(HE)、集线器和光纤节点。这种类型的集中式架构最初被配置为向有线用户传输下行视频，但后来发展为有线数据业务接口规范(DOCSIS)定义的有线数据网络，该规范在前端引入了线缆调制解调器终端系统(CMTS)，并且在客户驻地引入了有线调制解调器(CM)。集中式架构最初也在相同同轴线缆上提供互联网接入和视频输送。视频EdgeQAM(EQAM)后来被引入HE/集线器，以实现数字视频、视频点播(VOD)和交换数字视频。EQAM发展到支持使用模块化前端架构(MHA-TR)将MPEG视频和DOCSIS数据调制到线路上。CMTS和EQAM继续发展成为有线电视融合接入平台(CCAP)，其将更高密度的EQAM和CMTS结合到相同的机箱中；其他技术(如以太网光学和以太网无源光学网络(EPON))理论上也可以共享相同的机箱。因此，CCAP使数据、语音和视频在转换成RF或光信号之前能够通过IP进行处理。

收发器发射器的外部调制器部件通常将使用以下两种外部调制方法中的一个：(1)电吸收效应；和(2)干涉测量法。在第一种方法中，电吸收效应控制通过光传输路径的衰减程度。在第二种方法中，干涉测量法通过调整两个分离的光分支上的相对相位来改变光的振幅。以下参照图2描述用于实施干涉测量方法的示例性调制器结构。

图2是电光调制器200的示意图。在实施例中，调制器200代表Mach-Zehnder强度调制器结构，也称为Mach-Zehnder干涉仪或Mach-Zehnder调制器(MZM)。调制器200包括中心电极202和两个外部电极204。进入调制器200的光在调制器200的输出端210处重新组合之前被光波导206分成两个独立的光分支208。在示例性操作中，干涉测量方法通过分别调整两个分离光分支208(1)、208(2)上的相对相位来改变光振幅，使得在重组之后，单独调整的光部分可在没有光离开调制器200的情况下相消地增加(add destructively)(即，180度异相)，或可在输出端210处以最大光强度相长地增加(add constructively)(即，同相)。在图2所描绘的示例性实施例中，与电路径相比，光路径以粗体显示。

图3是利用图2的电光调制器200中的两个电光调制器的IQ调制器结构300的示意图。相干光学使得能够实现利用光的调制和相位以及两种不同的光偏振的技术，以使用例如诸如相移键控(例如，QPSK)和/或正交调幅(QAM)的调制格式在光纤传输介质上传输每符号多个位。相干调制格式具有同相(I)振幅分量和正交(Q)相位振幅分量。

在实施例中，结构300表示包括至少两个MZM的电光IQ调制器，例如，用于I路径的第一MZM(例如，调制器200(I))、以及用于Q路径的第二MZM(例如，调制器200(Q))。更具体地，在输入到调制器200(I)、200(Q)之前，输入光信号首先被外部光波导302分成两个独立的相移路径304。也就是说，相移路径304(I)、304(Q)被相移为相隔90度，这使得第一MZM和第二MZM(分别是200(I)、200(Q))能够对光信号的正交分量独立地进行操作。因此，在相干系统中，不是仅调制光的振幅，而是振幅和相位二者都可以由结构300调制，结构300有时也被称为嵌套IQ MZM。在一些实施例中，结构300还可以包括第三偏移调制器200(0)，用于将分开的相移路径304(I)、304(Q)重新组合。

图4是双偏振相干IQ调制器400的示意图。在图4所示的示例性实施例中，调制器400利用两个IQ调制器结构300(图3)来分别处理来自光源402的发射激光信号的相应的X偏振和Y偏振。在该示例中，来自光源402的激光信号被偏振分束器(PBS)406分成X偏振路径404(X)和Y偏振路径404(Y)，以分别由IQ调制器结构300(X)和300(Y)对每个偏振进行独立的IQ调制。然后，每个IQ调制器结构300从其相应的光波导302以与上面参照图3描述的方式基本相似的方式操作，直到到达偏振光束组合器(PBC)408，从该偏振光束组合器408生成组合的双偏振信号。以这种方式，传输容量实际上是图3所示的单个IQ调制器结构300的两倍。

然而，驻留且共存于光纤束内的系统的性能可能会受到光纤接入环境的光通道限制的影响。例如，已知几种不同的光纤相关损伤会影响性能。一些这样的损伤取决于光纤长度，而其他损伤取决于光纤的几何形状、材料、波长、带宽和/或光功率水平。

色散是一种已知的光纤长度相关损伤。当光信号的不同部分在光纤中以不同的速度行进时，就会发生色散。作为这种效应的结果，光信号可能经历时间传播。不同类型的色散包括色度色散、波导色散、模式色散和偏振模式色散。色度色散或材料色散是由折射率随光频率的变化而引起的。波导色散与折射率在整个光纤长度上代表理想波导的程度有关，与理想波导的差异会导致色散。模式色散发生在光纤中存在不同的传播模式时。例如，在线缆接入环境中，因为使用单模光纤(SMF)是常见的，所以光纤模式色散不是一个存在的因素，并且与色度色散相比，波导色散被认为是可以忽略的。色度色散(或色散(λ))可根据下式近似计算：

其中，λ

图5是衰减与色散的比较图500的图解说明。在图5所描绘的示例性实施例中，衰减曲线502表示SMF随波长的衰减，而色散曲线504表示随波长的色散。光纤中的衰减取决于波长或频率。从衰减曲线502可以看出，对于该示例性SMF，以1550nm波长传输时衰减为0.22dB/km，而以1310nm波长传输时衰减为0.3dB/km。

在本示例中，最理想的传输窗口是C波段(即，1530nm-1565nm)，这是由于其启用放大选项以及其低损耗特性。然而，在接入网络中，由于在许多用例场景中距离较短，因此不需要放大。因此，本系统和方法特别适合于L波段(即1565nm-1625nm)的使用，对于该波段，还没有出现大批量铒掺杂光纤放大器(EDFA)的生产。因此，本文对接入网络提供的有利实现方式将在这些特性方面极大地改善整体传输。可注意的是，在有线环境中，光反射的影响通常通过使用角面连接器来减小。也就是说，角面连接器或APC连接器的小角度会导致反射信号离开光纤。然而，拼接缺陷也可能生成影响性能的反射。

当两个正交偏振以不同速度行进时，会出现偏振模式色散(PMD)，这导致脉冲展宽，这是由随机缺陷(诸如圆形不对称)造成的。PMD系数(单位为ps/√km)是指定关于特定长度光纤的PMD特性的参数，并且光纤的PMD是差分群延时(DGD)的平均值。单模光纤的PMD范围从0.1ps/√km到1ps/√km。SMF通常具有PMD<0.1ps/√km，但是就线缆而言，规范要求布线后<0.5ps/√km。在其他使用情况下，可以使用PMD要求的非相干10Gbps非归零码(NRZ)小于4ps。例如，40km的链路将期望看到最多0.5*√40＝3.16ps的值，这不需要补偿。然而，在40Gbps的传输速度下，PMD系数要求小于1ps/√km，且在这种情况下，40km的链路需要补偿。与非相干检测技术相比，相干检测技术为PMD提供了更高的容限，且因此，本系统和方法期望利用对接入网络的当前链路距离的最小PMD补偿或没有PMD补偿来实现更高的符号率。在模拟光链路中，PMD通常不被认为是一个重要的问题，因为调制带宽约为1GHz。

光纤中的非线性效应可能是由折射率光纤介质的强度关系引起的，并且也可能是由在非常高的光强度水平下存在的非弹性散射效应引起的。其他非线性效应与光放大系统有关，但没有在本接入场景技术中被详细说明。例如，在相对较短的光纤距离(例如，<60km)中，在线放大系统不是一个重要的考虑因素。然而，关于本系统和方法，本文描述了折射率对光功率的关系。折射率效应例如包括自相位调制(SPM)、交叉相位调制(XPM)和四波混频(FWM)。

对于SPM，时变信号强度在具有强度相关的折射率的介质(例如，光纤)中生成变化的折射率。因此，与信号的相对较低强度部分相比，通过光纤行进的光信号的较高强度部分会遇到较高的折射率。因此，SPM包括由折射率变化生成的啁啾和色散。光功率水平和相互作用的长度也可能影响SPM的量。

从理论上说，XPM被认为与SPM大体相同。然而，在某些情况下，XPM表示强度变化折射率对与原始信号同时传播的其他光载波的影响。随着通道数量的增加，XPM的量也在增加。在WDM系统中，XPM将特定通道中的功率波动转换为其他共同传播通道中的相位波动。XPM越高，则具有相对更高的功率水平和更大的相互作用长度(即，更长的光纤链路)。

FWM是磁化率(susceptibility)的三阶非线性效应。在FWM中，如果三个场以频率ω

图6是相应相干检测方案的比较图600、602、604的图解说明。更具体地，曲线600表示对具有等于零的基带中频f

在相干接收器中，已知使用本地振荡器(LO，频率为f

在下面的实施例中，为了说明的目的而不是为了限制的意义，将内差接收器描述为对于100G相干系统的示例性选项。在内差接收器中，可以通过将LO频率f

图7是相位分集相干接收器700的示意图。在接收器700的示例性实施例中，光信号702(E

为了检测输入光信号702的两个IQ分量，90°光混合器706包括2×2光耦合器712，其通过多模干涉(MMI)耦合器714在直接通过和交叉耦合输出之间具有90°相移特性。通过将这种光耦合器结合到图7所示的配置中，连同其一个臂中的附加90°相移716，可以有效地实现实部和虚部的检测。在实施例中，平衡检测被引入相干接收器700，以抑制DC分量并最大化信号光电流。在该示例中，来自平衡光电检测器710的相应输出IQ光电流可以表示为：

其中，R是光电二极管的响应度，P

图8是相位和偏振分集相干接收器800的示意图。接收器800在几个结构和功能效果上类似于图7的接收器700，并且其类似元件由相同的标记指代。例如，在接收器800的实施例中，入射信号802(例如，偏振复用的)和LO信号804被输入到偏振分集90°光混合器806，该偏振分集90°光混合器806将两个输入802、804处理成由八个相应的光电检测器810接收的八个单独的输出808。在接收器800的操作中，入射信号802和LO信号804都在偏振分集90°光混合器806内，使用相应的PBS单元812分成两个正交偏振，之后入射信号802和LO信号804的同偏振分量在两个分开的90°光混合器814(例如，814(X)，814(Y))内混合，以产生对于每个X偏振和Y偏振的I分量和Q分量。由光电检测器810均衡后得到的四个IX、QX、IY、QY信号然后可以由相应的模数转换器(ADC)816(在该示例中，或者独立的ADC 816)数字化，之后DSP818可以进一步处理转换后的信号以用于信号解调。

图9描绘了DSP过程900。在示例性实施例中，DSP过程900示出了数字相干光接收器的处理器(例如，图8的相干接收器800的DSP 818)中的DSP功能，其用于相对于相关处理器的结构级902和算法级904的偏振复用QAM信号。除非另有说明，否则过程900的相应步骤可以以下述顺序、不同的顺序来执行，或者一些步骤可以与其他步骤基本上同时执行。

在示例性实施例中，过程900开始于步骤S906，其中输入到DSP 818的四个数字化信号(即，每个X偏振和Y偏振的I分量和Q分量)在由ADC 816处理之后，通过DSP 818的相关结构块传递，以补偿前端缺陷。在实施例中，在步骤S908中，通过算法级904的一个或更多个校正算法来补偿前端缺陷，算法级904可以包括抗扭斜算法，以校正由相干接收器800内的光路径和电路径长度的差异导致的四个通道之间的时序偏差(timing skew)。在步骤S906的一些实施例中，可以校正其他类型的前端缺陷，包括但不限于四个通道的相应输出功率之间的差异(由于接收器800中的PIN和/或跨阻抗放大器(TIA)的不同响应)，以及由于特定的光混合没有精确地引入90度相移而导致的正交不平衡。因此，在步骤S908的一些实施例中，算法级904还可以包括归一化和正交性校正算法。

在步骤S910中，可以通过使用结构级902的适当数字滤波器来补偿主要通道传输损伤，在步骤S912处，结构级902可以进一步利用估计和补偿算法来解决诸如色度色散和PMD的损伤。在步骤S912的实施例中，基于相应损伤的动态的不同时标，对于色度色散补偿的静态均衡可以首先被执行，这是由于其偏振态(SoP)和调制格式的独立性、以及在可能需要色度色散估计来实现精确补偿之前对结构级902的后续块的影响。

在步骤S914中，可以在结构级902内处理对于符号同步的时钟恢复，以跟踪入射样本的定时信息。在步骤S910的实施例中，可以执行时钟恢复块和偏振解复用块之间的联合处理，从而在步骤S916处，在均衡所有通道损伤之后(例如，如图9中所示的相应箭头所示)，在算法级904内实现符号同步。在步骤S916的实施例中，可以通过蝶形结构和随机梯度算法(诸如，常数模算法(CMA)及其变体)，对两种偏振联合地执行快速自适应均衡。在步骤S918中，算法级904，可以执行关于PMD补偿、残余色度色散补偿和偏振解复用/动态均衡的附加算法。

在步骤S920中，在结构级902处理载波恢复，这可以与算法级904内的步骤S922、载波频率偏移估计或补偿算法配合执行。在步骤S922的示例性实施例中，源激光802和LO 804之间的频率偏移可以被估计和去除，以防止在内差频率(intradyne frequency)处的星座旋转。在步骤S924中，在算法级904内，可以估计载波相位噪声，并从调制信号中去除载波相位噪声，随后可以是用于符号估计和用于通道解码的硬判决或软判决前向纠错(FEC)的算法。在步骤S926处，可以在结构级902和算法级904处恢复最终位流。

再次，如上所述，可以注意到，对于特定的数字相干接收器，根据接收器处的设计选择，DSP流的顺序可以不同于刚刚上面描述的顺序。例如，代替前馈过程或除了前馈过程之外，可以执行不同过程块之间的联合处理和反馈，包括但不限于时钟恢复和偏振解复用。在一些实施例中，可以通过使用基于数据辅助或盲算法的训练序列来执行类似的功能。在其他实施例中，相干接收器可以执行比上述步骤更少的步骤，或者可以包括除了具体描述的步骤之外的附加步骤，但是仍然在本说明书的范围内。

因此，相干检测和DSP技术是发展100G相干光传输系统的关键要素。DSP技术在发射器和接收器以及200G相干光学系统的发展中发挥了更加普遍的作用，并且这一趋势预计将在下一代相干光学系统的进一步发展中继续下去。尽管特定算法对于DSP的每个过程块可能是不同的(例如，由于实现方式级中相同过程块的各种实现)，但是对于实现这些技术的所有相关主要商业产品，结构级(例如，结构级902)或功能抽象(例如，算法级904)的总体功能被预计是相似的。

典型的光接入网络包括被认为是其基本的几个部件。也就是说，“基本”部件是迄今为止在接入网络中最广泛使用的那些部件，并且它们被期望在未来的接入网络中发挥重要作用。这些基本部件可被描述为分组成三类：(1)光发射器；(2)光通道；以及(3)光接收器。光收发器被认为包括光发射器和光接收器。这些基本部件将在下文中参考以下实施例进一步描述。

图10是具有双光接口结构的收发器1000的示意图。在图10所描绘的实施例中，收发器1000相对于电客户端1002(或主机端1002)和光线路端1004进行设置。在该示例中，收发器1000包括客户端1002处的电接收接口1006和电发射接口1008，以及在线路端1004处的光发射接口1010和光接收接口1012。也就是说，客户端/主机端1002对应于电接口1006、1008，而线路端1004对应于光接口1010、1012。在示例性实施例中，收发器1000还包括与收发器1000的控制层1016通信的管理接口1014。

因此，双光接口收发器1000利用能够与收发器1000的发射器和接收器部分1018的相应发射和接收功能进行可操作通信的独立光接口1010、1012。在实施例中，收发器1000还包括与主机端1002处的电接口1006、1008通信的成帧单元1020(例如，100Gb以太网PCS1022和/或可选的光传输单元1024)。

图11是具有单光接口结构的收发器1100的示意图。在图11所示的实施例中，收发器1100类似于图10的收发器1000，相对于电客户端/主机端1102和光线路端1104类似地设置，并且在客户端1102处包括电接收接口1106和电发射接口1108。然而，收发器1100与收发器1000的不同之处在于，收发器1100在线路端1104处包括单光接口1110。光接口1110能够与收发器1100的定向元件1112通信，能够在收发器1100的相应发射器和接收器部分1114之间功能性地引导发射和接收的光信号。

在示例性实施例中，收发器1100还包括与收发器1100的控制层1118通信的管理接口1116。在一些实施例中，收发器1100还类似地包括与主机端1102处的电接口1106、1108通信的成帧单元1120(例如，100Gb以太网PCS 1122和/或可选的光传输单元1124)。

收发器1100的单光接口结构的实现方式在从集线器到节点只有单个光纤可用的情况下特别有用。在该实施例中，信号方向功能被结合到收发器1100中(例如，通过定向元件1112)，以使得发射器光信号(即，Opt.Tx)能够被引导到单光接口(即，光接口1110)，同时使得信号(即，Opt.Rx)能够通过单光接口入射，以被引导到部分1114中的相应接收器，其性能影响预计是可忽略的，并且同时在发射和接收方向上也使用相同的通信频率。

下面参考图12和图13在功能上描述关于使用单接口收发器的实现方式的架构考虑，图12和图13是为了说明目的而不是在限制意义上被提供的。其他发射器和接收器实现方式可以遵循不同的序列和不同的反馈关系。

图12是发射器1200的功能性示意图。在示例性实施例中，发射器1200被配置成执行相关的发射器功能，这些相关的发射器功能发生在例如相干光收发器(例如，图10的收发器1000，图11的收发器1100)中从主机端(例如，图10的主机端1002，图11的主机端1102)的电输入到线路端(例如，图10的线路端1004，图11的线路端1104)的光输出。

在示例性操作中，发射器1200包括一个或更多个功能单元，这些功能单元可以以所列顺序或不同顺序操作，并且可以由硬件元件、软件模块或由硬件和软件的组合来单独实现。在一些实施例中，发射器1200可以包括更少的功能单元，或者本文描述的附加功能单元，而不脱离本说明书的范围。这些发射器功能单元可以包括但不限于以下中的一者或更多者：以太网映射和可选OTN成帧单元1202、FEC编码单元1204、符号映射单元1206、线性和非线性预加重单元(pre-emphasis unit)1208、DAC单元1210、IQ调制和偏振组合单元1210以及可选定向元件单元1214。也就是说，定向元件单元1214可以在单光接口收发器(例如，图11的收发器1100)的情况下实现，而在双光接口收发器(例如，图10的收发器1000)的情况下可能不需要。

在示例性实施例中，可以使用包括但不限于以下中的一个或更多个的参数来描述通过发射器1200发射光信号：编码方案、线路速率、偏振不平衡、正交和偏振偏斜、发射器时钟抖动、频率容差、光输出功率、激光波长、激光线宽和发射器OSNR。接入网络的光分配介质(例如，线缆环境、电信环境等)可以包括相应链路上的各种元件，包括以下中的一者或更多者：光纤、分光器、光环行器、波长多路复用器、波长多路解复用器和其他光无源部件。可能影响穿过链路的光信号的各种损伤包括光损耗或增益、色度色散、PMD、偏振相关损耗、偏振旋转、光串扰和光SNR恶化中的一个或更多个。

由发射器1200的“不完美”实施例如此生成的光信号(其可能由于来自光分配介质的一个或更多个损伤而进一步恶化)进入收发器(例如，图10的收发器1000，图11的收发器1100)的线路端，用于其接收器部分的检测、补偿和处理，如下面参考图13进一步描述的。

图13是接收器1300的功能性示意图。在示例性实施例中，接收器1300被配置成执行相关的接收器功能，这些相关的接收器功能发生在例如相干光收发器(例如，图10的收发器1000，图11的收发器1100)中从主机端(例如，图10的主机端1002，图11的主机端1102)的光输入到线路端(例如，图10的线路端1004，图11的线路端1104)的电输出。在示例性操作中，接收器1300包括一个或更多个功能单元，这些功能单元大体上对应于图12的发射器1200的相关功能单元，并且其可以以所列顺序或以不同顺序类似地操作，并且可以由硬件元件、软件模块或由硬件和软件的组合来单独实现。

接收器功能单元可以包括但不限于以下中的一者或更多者：可选定向元件单元1302(例如，在诸如图11的收发器1100的单光接口收发器的情况下)、用于对每个X和Y偏振检测I和Q正交通道的检测单元1304、ADC单元1306、抗扭斜和正交补偿单元1308、色度色散估计和补偿单元1310、PMD补偿和偏振多路复用单元1312、时钟恢复单元1314、载波频率偏移估计和补偿单元1316、载波相位估计和补偿单元1318、符号解映射单元1320、FEC解码单元1322以及以太网解映射和可选的OTN成帧单元1324。在实施例中，接收器1300可以包括从相应单元1308、1310、1312、1314中的一者或更多者到ADC单元1306的反馈通道1326。

在示例性实施例中，通过接收器1300处理的光信号可以使用包括但不限于以下中的一个或更多个的参数来描述：调制、符号速率、符号映射、FEC、线路速率、编码方案、频率容差、帧格式和映射、光输入功率、激光波长、激光线宽、接收器OSNR、偏振不平衡、正交和偏振偏斜、发射器时钟抖动、色度色散、偏振色散和偏振旋转(SoP轨道)。

关于发射器1200和接收器1300，也可以考虑一些一般的收发器特性，诸如端到端链路延迟，其包括发射器和接收器延迟，以及光通道的传输延迟。另外，收发器的操作也可能受到环境温度的影响，这可能需要额外的补偿。特别是关于接收器1300，本系统和方法可以进一步利用数据重新获取时间作为有用的度量来指示接收器在信号丢失后重新开启所花费的时间。

图14A-B是描绘比较编码图1400、1402的图解说明。更具体地，编码图1400表示常规QPSK编码方案的星座，并且编码图1402表示差分QPSK编码方案的星座(在本示例中为逆时针)。曲线1402的差分QPSK编码方案与曲线1400的常规QPSK编码方案的比较说明了通过关于下面进一步描述的实施例的差分编码的实现方式而实现的优点。具体而言，差分编码的实现方式用于减轻由周跳引起的传输性能下降。如图14B所示，在逆时针差分编码的情况下，IQ值“10”是90度偏移，IQ值“11”是180度偏移，IQ值“01”是-90度偏移，而IQ值“00”表示无偏移。在示例性实施例中，实现图14B的曲线1402的差分编码方案的收发器被配置为支持以逆时针旋转的π/2相位旋转。

图15是描绘示例性符号流架构1500的示意图。在示例性实施例中，架构1500表示m×m个符号阵列的流，并且可以针对利用阶梯FEC的100G实现方式来被实现。例如，符合本文描述的100G PHY要求的收发器可以被配置为支持使用512×510阶梯码的FEC。为了本讨论的目的，“阶梯码”是指一类纠错码，其结合了递归卷积编码和块编码的思想，产生了一种“连续”的类似乘积码，其特征在于连续符号矩阵之间的关系。如图15所示，架构1500包括m×m个矩阵Bi的序列B

图16是描绘示例性码字架构1600的示意图。在图16所示的示例性实施例中，架构1600被示为长度为2m的系统分量码字1602被细分为长度为2m-r的最左侧信息位置1604和长度为r的最右侧奇偶校验位置1606。在该示例中，分量码字1602可以是传统的以系统形式的FEC块码(例如，汉明、BCH、Reed-Solomon等)(也被成为C)，被选择为具有2m个符号的块长度，其长度r构成奇偶校验符号1606。也就是说，最左侧的2m-r个符号1604构成C的信息位置，而最右侧的r个符号构成C的奇偶校验位置。

图17是描绘示例性块细分1700的示意图。在图17所描绘的示例性实施例中，每个块B

通常，阶梯码中连续块之间的关系满足以下关系：对于任意i≥1，矩阵[B

图18是描绘示例性阶梯编码方案1800的示意图。在图18所描绘的示例性实施例中，方案1800的阶梯可视化中的每一行1802和每一列1804是C的有效码字。大多数FEC码被设计成在加性高斯白噪声(AWGN)下执行，即，解码器假设噪声样本是不相关的且是高斯分布的。然而，如果增加的噪声是相关的，则这些码的性能可能会大大降低。然而，误差解相关器可以被添加到FEC编码器/解码器，以降低噪声样本的相关性，从而接近AWGN下的性能。

图19是示例性误差解相关器1900的示意图。在示例性实施例中，解相关器1900包括发射器部分1902、接收器部分1904，它们在通道1906上通信。发射器部分1902可以包括一个或更多个软件、硬件或硬件/软件混合元件，诸如帧生成器1908、位交织器1910、FEC编码器1912和位去交织器1914。接收器部分1904可以类似地包括以下中的一者或更多者：成帧器1916、位交织器1918、FEC解码器1920和位去交织器1922。

在误差解相关器1900的示例性操作中，相关误差符号的位置可以被随机化，使得阶梯码的性能不受相关误差的影响。例如，在发射器部分1902和接收器部分1904处，相应的误差解相关器交织器(EDI)和对应的误差解相关器去交织器(EDD)(例如，位交织器1910/位去交织器1914、位交织器1918/位去交织器1922)可以在核心编码器(例如，编码器1912)和解码器块(例如，解码器1920)的输入端(和输出端)处以互补的方式直接对成帧的数据进行操作。在阶梯FEC编码器的输入端(EDI)和输出端(EDD)处执行位交织的目的是为了保持编码功能的“系统”性质(即，数据帧中数据位的位置不受影响)。在解码器1920处，EDI被施加于阶梯FEC解码器的输入端，这有效地随机化通道误差的位置。在解码器输出端处，EDD被施加以将位恢复到它们的传输顺序。

图20是描绘示例性阶梯码架构2000的示意图。在图20所描绘的实施例中，架构2000表示512×510的块阶梯编码器，其对512位×510位阶梯码进行编码，这是通过考虑二进制数据的二维块B

图21是描绘示例性分量码字2100的示意图。由于阶梯结构，将每个分量BCH(1022，990)码字的符号分类为占据码字2100的“左侧”2102或“右侧”2104可能是方便的。因此，512×510阶梯码中的分量码字均可以包括相对于左侧2102的512个“最左”符号(例如，由前一阶梯块贡献的)，以及相对于右侧2104的510个“最右”符号。也就是说，符号(C

存储在B

图22是描绘了针对一系列块2202的示例性阶梯解码窗口2200的示意图。在图22所描绘的实施例中，解码窗口2200被示为针对512×510阶梯解码器的五块阶梯解码窗口。在解码窗口2200的示例性操作中，通过在解码窗口2200内迭代地解码BCH分量码字来解码阶梯码，并且解码窗口2200包括特定实现数量的连续阶梯块(在该示例中为五个块)。也就是说，512x510阶梯解码器至少部署5块解码窗口(例如，解码窗口2200)来执行其BCH(1022，990)分量码字的迭代解码。

在这个示例中，在这个最小配置中的总延迟2204将是七个阶梯块。一旦接收到对应于块B

图23是描绘了对于阶梯编码方案的不可校正的失速误差模式(stall errorpattern)2300的示意图。理论上，如果没有额外的随机或相关误差(并且假设误差解相关器功能被关闭)，那么突发误差容限可以高达1538位(例如，大约B

在发射器处，8x30592位输入块B

在对应的接收器处，块i的接收信息位和块i-1的奇偶校验位可以类似地经过EDI过程，之后交织的信息和奇偶校验位可以被写入m个512×478和512×32位阵列中的一个(逐列地，即从上到下、从左到右的顺序)。并行地，在512×478位阵列中保存块i-m(B

在包括BER＝4.0e

无论是对于100G PHY实施例、200G PHY实施例，还是对于不特定于本发明的实施例，符合本系统和方法的收发器，新的光学PHY层将符合许多通用收发器要求。然而，本说明书并不旨在定义需要支持兼容收发器的特定环境条件。在大多数情况下，环境条件规范期望由终端客户在定义其采购需求时定义。然而，对于在现场工作的收发器，本实施例假设这种收发器预期需要在低至-40C的启动温度下操作，并且可能需要在内部温度高达+85C的条件下操作。因此，对于收发器支持的预期温度范围(如制造商所定义的)，假设这种收发器能够在整个支持的温度范围内满足本系统和方法的要求。

关于客户端接口，本文的实施例是针对利用当前PHY将支持以太网传输的解决方案来描述的。也就是说，为了说明的目的，本实施例的兼容收发器在本文中被描述为能够支持客户端接口上的以太网输入端和输出端(例如，图10的元件1022，图11的元件1122)。然而，本领域普通技术人员将理解，例如，在本系统和方法的范围内，可以支持其他2层协议(other layer 2protocols)。

本文描述的电接口被假设为符合本说明书的100G和200G实施例，但是也可以由相应的产品定义来定义。然而，本实施例的兼容收发器被描述为能够在客户端支持2×100GbE，从而在线路端的光接口处提供200G。然而，支持2×100GbE的电接口是以示例的方式而不是在限制性意义上描述的。本领域的普通技术人员将理解，其他电接口配置(例如200GbE)也在本说明书的范围内，并且类似地假设这种收发器支持以太网流量和以太网帧的传输。

返回参考图10和图11，本文中描述了两种不同的线路端接口选项，即，双光接口选项(例如，收发器1000)和单光接口选项(例如，收发器1100)。根据本系统和方法，任一接口选项一方面能够支持用于发射和接收的单个频率，或者另一方面支持用于发射和接收的单独频率。也就是说，本实施例被配置为支持线路端接口选项。在示例性实施例中，兼容收发器被配置为支持使用相同频率进行发射和接收，并且还可以可选地被配置为能够支持使用不同频率进行发射和接收。

同样在示例性实施例中，除了本文描述的200G功能之外，支持200G操作模式的兼容收发器可以可选地被配置为进一步包括支持100G操作模式的向后能力。在至少一个实施例中，支持100G操作模式的兼容设备还被配置为包括用于在100G和200G模式之间切换的机制。也就是说，当兼容设备在100G模式下操作时，收发器将满足对于100G操作的相关要求；当兼容设备在200G模式下操作时，收发器将满足对于200G操作的所有相关要求。

图24是描绘客户端适配过程2400的示意图。在示例性实施例中，过程2400被配置成通过一系列成帧、FEC和映射操作将客户端数据适配成一致的线路端数据。在图24所示的实施例中，客户端接口2402提供两个100GbE客户端信号2404，然后可以将其适配为通过200G相干DQ-QPSK或DP-16QAM光链路传输。

在过程2400的示例性操作中，两个100GbE客户端2404最初由映射单元2406映射成两个100G FlexO帧结构2408，然后由复用单元2410(例如，包括10b复用器)将这两个单独的100GFlexO帧/多帧对齐结构复用成200G FlexO-2-NP(例如，无奇偶校验字段的200GFlexO)帧结构2412。200G FlexO-2-NP帧结构2412然后可以在填充单元2414处被适配，由扰码器2416加扰，并在oFEC块2418处被开放FEC(oFEC)编码。在块2418处的FEC编码之后，帧结构2412可以由交织器2420进一步交织，从而将帧结构2412呈现为FlexO-2-。然后，可以通过符号映射2422在偏振分布块2424处将合成的FlexO-2-帧的位流映射成每个偏振的星座符号(如上所述)，之后可以添加训练符号、在FAW块2426处添加超帧对齐字(超FAW)符号、以及在导频块2428处添加导频符号。

图25是描绘了图24中的过程2400的成帧和映射子过程2500的示意图。在图25所描绘的实施例中，子过程2500强调将两个100GBASE-R以太网客户端2404转换成帧结构2412的FlexO-2-NP帧，它们随后在被FEC编码之前被适配和加扰(下面参考图26进一步描述)。在子过程2500的示例性操作中，两个100GbE以太网客户端(例如，100GBASE-R)可以根据IEEE802.3-2018来定义，并且客户端FEC(如果有的话)在该实施例中被假设为在由映射单元2406进行映射之前已经被终止。映射单元2406可以例如根据ITU-TG.709定义，然后复用单元2410可以根据ITU-T G.709.1定义。

映射单元2406内所描绘的元素的各个配置是出于说明的目的被提供的而不是限制性的。在示例性实施例中，兼容收发器被配置成使得映射单元2406能够：(i)将100GBASE-R信号2404映射到光传输单元/光数据单元/光有效载荷单元(例如，OTU4/ODU4/OPU4)结构中，例如在ITU-T G.709中定义的结构；(ii)使用GMP(诸如在ITU-T G.709的子条款17.7.5中所定义的)，将相应的100GBASE-R有效载荷映射到OPU-4；(iii)支持100GBASE-R多路处理，诸如ITU-T G.709的子条款17.7.5.1中定义的处理；(iv)将每个ODU4信号映射为ODTUC信号，并将ODTUC映射为OPUC支流时隙，如ITU-T G.709条款20中所定义的；(v)将每个OTUC信号映射到FlexO帧实例中，如在ITU-T G.709.1条款10中所定义的；以及(vi)诸如根据ITU-T G.709.1分条款10.4中的定义，对OTUC实例进行对齐和偏移校正。

图26是图24中的过程2400的编码子过程2600的示意图。在图25所描绘的实施例中，子过程2600强调紧接在交织成FlexO-2之前的FlexO-2-NP帧结构2412的适配和编码。在子过程2600的示例性操作中，兼容收发器被配置为支持根据用于64/66B编码的100GBASE-R接口的适配的ITU-T G.709附录E规范的适配(例如，在填充单元2414处)。在示例性实施例中，兼容接收器还被配置成使得：(i)交织器2420能够将每个FlexO帧实例交织成FlexO-2-NP帧结构，诸如下面参考图29和图30进一步描述的结构；(ii)填充单元2414能够使FlexO-2-NP帧结构适配oFEC块，诸如下面参考图30和图31进一步描述的，包括填充插入；以及(iii)扰码器2416能够进行帧同步加扰，如下面参考图32进一步描述的。

对于过程2400，包括子过程2500、2600，中间帧结构位速率(即，客户端类型和有效载荷比位速率)如以下表1所示。下面将进一步描述其相应的帧结构以及对oFEC块的适配。

表1

图27是示例性帧结构2700的示意图。在图27所示的实施例中，帧结构2700表示FlexO(100G)帧结构，诸如在ITU-T G.709.1中定义的结构。根据该示例，每个100G实例将实现具有128行2702乘5,140个l位列2704的块格式。

图28是示例性多帧格式结构2800的示意图。在图28所示的实施例中，多帧格式结构2800表示具有FlexO多帧格式的8帧多帧结构，诸如在ITU-T G.709.1中定义的结构。在示例性实施例中，结构2800包括FlexO帧的相应有效载荷区域2804内的七个固定填充(FS)位置2802，因此，在该示例中，每个FS位置具有1,280位。同样在该示例中，FS位置出现在多帧结构2800内的前七个帧的每一个的行65、列1到1,280处。在该示例中，多帧结构2800中的最后一帧(即，第八帧)不包含FS或FS位置。在一个实施例中，相关的FS位可以用所有零值来填充，而不在接收器汇聚功能(sink function)处进行检查。

在示例性实施例中，除FS位置2802之外，有效载荷区域2804中的相应FlexO多帧有效载荷将包括FlexO多帧结构2800可用的总共5,263,360位(即，657,920字节)中的5,244,160位(即，655,520字节)。在实施例中，结构2800还包括插入在每个FlexO帧的第一行中的对齐标记(AM)、填充(PAD)和开销(OH)，并且通常可以符合ITU-T G.709.1定义。在示例性实施例中，兼容收发器被配置成支持FlexO帧结构2700、2800，分别如图27、图28所示。

图29是示例性帧结构2900的示意图。在图29所示的实施例中，帧结构2900表示FlexO-2-NP帧结构，其类似于ITU-G.709.3中定义的FlexO-2-SC帧结构。也就是说，ITU-G.709.3条款12将FlexO-2-SC帧结构定义为具有10970b x 128行，其中行1、列961至1920具有FEC OH，并且所有行的列10281至10970中具有奇偶校验区域。FlexO-2-NP帧结构因此可以类似于这种FlexO-2-SC帧结构，但是排除了其奇偶校验字段。在示例性实施例中，奇偶校验然后可以由oFEC块(例如，图24的oFEC块2418)和FlexO-2-NP帧结构2900下游的交织器级(例如，图24的交织器2420)添加。在示例性实施例中，兼容收发器还被配置为支持FlexO-2-NP帧结构2900。

图30是示例性交织式帧结构3000的示意图。在图30所示的实施例中，帧结构3000表示FlexO帧3002到FlexO-2-NP帧结构3004的交织。在示例性实施例中，两帧/多帧对齐的100G FlexO实例3002以类似于ITU-G.709.3条款12关于FlexO-2-SC帧结构所定义的方式被10位交织(例如，如ITU-G.709.3的条款12所定义的)到FlexO-2-NP帧结构3004中。在本示例中，针对FlexO-2-SC定义的120字节FEC OH对于FlexO-2-NP不是必需的，而是可以定义为保存的(RES)。FlexO-2和FlexO-2-NP的AM、PAD和OH字段由此指示交织过程3006的交织FlexO的AM、PAD和OH实例。在示例性实施例中，兼容收发器被配置为支持10位交织过程3006，以创建FlexO-2-NP帧结构3004。

关于FlexO-2-NP对FlexO-2-的适配，在200G DP-QPSK调制的情况下，58个FlexO-2-NP行加上496位的全零PAD(例如，通过图24的填充单元2414)被添加，然后(例如，通过扰码器2416)被加扰到84个oFEC块(例如，oFEC块2418)。在200G DP-16QAM调制的情况下，116个FlexO-2-NP行加上992位的全零PAD被添加，且然后被加扰，达到168个oFEC块。然后，加扰数据可以被位解复用到两个oFEC编码器(例如，在oFEC块2418内)，其中每个编码器对3552位的输入块操作，并产生4096位的输出块，如下面表2中关于oFEC适配速率所总结的。

表2

图31是示例性块映射方案3100的示意图。在图31所示的实施例中，FlexO-2-NP帧结构3102被描绘为映射到用于200G DP-QPSK的模式和调制格式的oFEC块结构3104。在示例性实施例中，映射方案3100包括附加的PAD位置3106和扰码器重置位置3108。在实施例中，兼容收发器被配置为支持块映射方案3100。

图32是示例性块映射方案3200的示意图。在图32所示的实施例中，FlexO-2-NP帧结构3202被描绘为映射到用于200G DP-16QAM的模式和调制格式的oFEC块结构3204。在示例性实施例中，映射方案3200包括附加的PAD位置3206和扰码器重置位置3208。在实施例中，兼容收发器被配置为支持块映射方案3200。

针对两种映射方案3100、3200，出于oFEC对齐和同步的目的，可以执行填充插入和移除。填充插入和移除可以分别通过从FlexO有效载荷区域预附加(prepending)和移除填充位来完成。在这些情况下，PAD可以是在编码之前加扰的全零字段，然后在解码和解扰之后移除。根据该示例，兼容收发器被配置为支持由各种帧结构指示的全零字段PAD。

图33是示例性帧同步扰码器3300的示意图。在一个实施例中，帧同步扰码器3300被配置为执行加扰和解扰(例如，扰码器/解扰器)，并且在发射时位于oFEC编码器块之前(例如，加扰)，以及接收时位于oFEC解码器块之后(例如，解扰)。在示例性操作中，扰码器3300的扰码器可以在功能上等同于序列65535的帧同步扰码器，并且生成多项式将是x

扰码器3300还包括重置3302，使得扰码器/解扰器可以在每个新的OFEC块的行1、列1上重置到0xFFFF(即，在映射到oFEC块结构的FlexO-2-NP有效载荷的第一位上，或者在从前一oFEC块结构的PAD的最后一位之后)。在示例性实施例中，扰码器3300被配置为在整个FlexO-2-NP帧上连续运行，并且包括时钟3304。

图34是示例性编码和交织单元3400的示意图。在示例性实施例中，单元3400包括在形式和功能上类似于图24的过程2400的类似标记的元素的元素。例如，单元3400包括扰码器3402、oFEC编码器引擎3406、交织器3408和符号映射单元3410中的一个或更多个。在本示例中，为数学公式方便起见，以基数0进行描述。在示例性实施例中，oFEC编码器引擎3406可以表示基于块码的编码器和迭代软判决(SD)解码器，且在三次SD迭代(例如，用FEC前BER2.0e

在oFEC编码器引擎3406和交织器3408之间形成数据路径3412。因此，在示例性操作中，来自扰码器3402的7104位可以被位解复用成两个并行的3552/4096编码器ENC0、ENC1。因此，偶数位(例如基于0)去往编码器0(即ENC0)，而奇数位将去往oFEC编码器引擎3406的编码器1(即ENC1)。在示例性实施例中，oFEC编码器引擎3406的每个编码器实例产生oFEC码字，该码字是以具有无限数量的行和N列(在该示例中，N＝128)的矩阵组织的无限组位。

oFEC码字具有的一个属性是其每个位是两个“组成码字”的一部分，并且每个这样的组成码字表示长度为2N的满足约束xH＝0的二进制向量x，其中H是(2N，2N-k)二进制矩阵，其中2N>k>N。在该示例中，k＝239，并且因此每个组成码具有(2N-k)＝17个奇偶校验位。因此，作为奇偶校验位的位的比例是17/128，编码率是111/128＝0.867，而开销是17/111＝15.3％。

更具体地，在该示例中，H是使用文本编码(textbook encoding)的具有最小汉明距离6的扩展BCH(256，239)码的奇偶校验矩阵；即，如果x是满足xH＝0的码字，则x具有偶数奇偶校验，并且如果x的前255位被视为254次多项式的系数(其中x的位0是幂254的系数)，则该多项式可被二进制多项式y

图35描绘了示例性开放式前向纠错结构3500。结构3500实现了组成码字的构造，使得能够对其进行高速并行编码和解码。根据以下考虑来定义结构3500的特定组成码的位部分。

首先，位的无限矩阵3502被划分为BxB位的块3504(在该示例中，B＝16)，块3504排列成行3506和列3508。每行3506包括N/B个块(在这个示例中，N/B＝8)，并且每个块由块行号R和块列号C来标识，其中C＝0,1,…,N/B–1。然后，块内的每个位可以由其相应的行号r(其中，r＝0,1,…,B–1)和其相应的列号c(其中，c＝0,1,…,B–1)来标识。因此，如图35所示，位0，0被描绘为位于块的左上角，并且无限矩阵3502中的每个位可以由四元组{R，C，r，c}来标识。在实施例中，结构3500还包括需要具有值2G的多个偶数保护块行3510(在该示例中，G＝2或4行)。

然后，组成码字(R，r)可以由其相应的块行号R和其位行号r来标记，其中r＝0，1，...，B-1。组成码字(R，r)的第k位(例如，k＝0，1，...，2N-1)则将是根据以下四元组标识的位：

{(R^1)–2G–2N/B+2[k/B],[k/B],(k％B)^r,r}(对于k

{R,[(k–N)/B],r,(k％B)^r}(对于k>N)

其中[]表示向下圆整运算符(floor operator)，(a％b)表示a对b取模的值，(a^b)表示等于数字a和b的二进制表示的逐位“异或”的二进制表示的数字。在图35所描绘的实施例中，并集垂直或水平线段(union vertical or horizontal line segments)指示形成组成码字的位。

在组成码字(20，0)的情况下，可以看到位0至15位于块(1，0)的列0中，位16至31位于块(3，1)的列0中，...，并且位112至127位于块(15，7)的列0中。也就是说，当在相应的列中递减时，位索引将增加。以相关的方式，位128至255位于块(20，0)至(20，7)的行0中，并且当在行中“向右”移动时，可以看到索引相反地增加。

因此，位0至127被称为组成码字的“前部”，而位128至255被称为组成码字的“后部”。因此，oFEC编码器中的每一位都属于一个组成码字的前部，且属于另一个组成码字的后部。可以注意到，如果组成码字的后部在块的奇数行中，那么该组成码字的前部将在块的偶数行中。相对于感兴趣的组成码字，位于前部块下方和后部块上方的块是保护块。

在组成码字(20，15)的情况下，其位位于与组成码字(20，0)的段相同的块中。然而，因为在这个示例中“r”是15(与前一示例中的0相反)，所以相应公式中的表达式“^r”变得更有意义，并且在每个块中将按相反的顺序取位。例如，码字(20，15)的前部中的位0到15变成块(1，0)的列15中的位15到0。

在实施例中，oFEC编码器实现卷积码，其性能以其“错误事件”为特征。因此，在没有“^r”置换的情况下，权重36大约有625,000个可能的错误事件，它们可以在组成码字的每次解码时开始。与此相比，基于相同组成码的乘积码可以具有多于3.3e

在实施例中，按照增加行的顺序来顺序地执行编码。在示例性实施例中，当对组成码字(R，r)进行编码时，所有组成码(R’，r’)(例如具有R’

在结构3500的实施例中，选择足够大的G值，以允许并行编码2B(G+1)＝96个组成码。在该实施例中，假设流水线延迟相对较小。随着流水线延迟的增加，组成码的数量可以显著减少，这更可能是解码器中的因素，而不是编码器中的因素。在至少一个实施例中，块的最小数量N/B(N/B+2G+1)＝104被保存在编码器存储器中(图35中未示出，并且可以排除当前输入)。在该示例中，(在图35中描绘的虚线边界内表示的)块组3512表示为了编码块行20和21需要被保存在存储器中的块。在该实施例中，大值G将使收发器能够允许在编码和解码操作中更长的流水线延迟，以及在编码器和解码器中额外的更并行的执行。然而，G值的增加通常是以增加的存储器为代价实现的。在某些情况下，这种潜在的权衡可以作为系统的初始设计考虑来解决。在其他情况下，这种权衡可以响应于实时操作特性和/或对各种系统部件的修改/升级而随时间动态改变。

图36描绘了示例性位排序方案3600。在图36所示的实施例中，位排序方案3600表示编码器输入或编码器接口的输入矩形3602内的位排序排列。在该示例中，编码器输入包括多个矩形块，其块大小为(2B)x(2N-k)＝32x111位，并且编号为0、1、2，...。利用位排序方案3600，各个位可以被输入到编码器中并相应地被排序。根据位排序方案3600，第i个输入位可以被放置在矩形[i/(32×111)]中由值i％(32x 111)指示的定位处。在这个示例中，输入矩形3602被分成多个16×16位块3604，除了沿着输入矩形3602的最右边，位块3606是16×15。因此，矩形P(例如，输入矩形3602)中行p的位k＝0，1，2，...可以被放置在被表示为(2P+[p/B]，p％B)的组成码字的定位N+k中。

图37描绘了示例性位编号方案3700。在图37所示的实施例中，位编号方案3700表示在编码器输出端处的输出矩形3702内的位编号排列。在该示例中，编码器输出端包括具有块大小为(2B)xN＝32x128位的多个矩形块，并且其中矩形被类似地编号为0、1、2，...。因此，矩形P(例如，输出矩形3702)中行p的位k＝0，1，2，...表示无限阵列(例如，无限阵列3502，图35)的位(2P+[p/B]，[p/B]，k/B，p％B)。然后可以相应地对其中的各个位进行排序。

出于本文描述的说明性实施例的目的，编码器输出位被描述为相应输入位的函数。因此，本系统和方法引入了显著的创新，其集成了这些传统上原本不同的元素。编码器输入端和输出端之间的这种有利关系使得本文描述的几个实施例的先前编码器定义成为可能，这对于200G操作模式特别有用。

因此，为了便于解释，本oFEC编码器被描述为由二进制输入u(i)产生二进制输出y(i)的实体(硬件或软件)，其中i＝0，1，2，...。因此，y和u之间的这种关系可以通过几个中间变量来表达，中间变量包括但不限于多维向量V(R，C，r，c)，其中：R是整数；C＝0，1，...，7；r＝0，1，...，15；c＝0，1，...，15。

存在几个与向量V相关联的组成码字向量，存在可以与向量W

W

以及

WR,r(k)＝V(R,[(k-128)/16],r,(k％16)^r)(对于128

其中[]表示向下圆整函数(floor function)，(a％b)表示a对b取模的值，以及(a^b)表示等于数字a和b的二进制表示的逐位“异或”的二进制表示的数字。

在实施例中，对于R>0，r＝0，1，…，15，以及k＝0，1，…，110，兼容接收器被配置成使得组成码字向量WR,r中的位将满足等式：W

在R>20的情况下，组成码的值W

因此，输出y可以被配置为满足关系(例如，对于R>0的值；C＝0，1，...，7；r＝0，1，…，15；以及c＝0，1，…，15)：

V(R，C，r，c)＝y([R/2]×32×128+(R％2)×256+C×16×32+r×16+c)。

在这个示例中，可以观察到，对于0

相反，在测试向量的情况下，输出值将被完全指定。因此，相对于测试向量实施例，附加约束被包括在设计中，使得对于0

在至少一个实施例中，本系统和方法还实现了针对乘积码的turbo解码而设计的迭代算法的适配，对oFEC码字解码。因此，对于迭代解码用例，在解码了块的2(N/B+G+1)行之后，块行R中的位将全部被解码为后面的组成码字中的前部位。更具体地，返回参考图35，在已经解码了块行21的时候，行R＝0中的位将全部被解码为前部位。在这种情况下，根据本系统和方法，可能希望再次解码块行0中的组成码字。

返回参考图34，FEC数据路径3412示出了在由oFEC块3406进行oFEC编码之后，由交织器3408执行172,032位块的块交织，随后由符号映射单元3410进行符号映射。在该实施例中，位流的交织使得连续接收的符号之间的噪声解相关以及符号的均匀分布成为可能。如图34所示，块交织器3408将4块交织用于DP-QPSK，以及将8块交织用于DP-16QAM信令。oFEC交织器3408的架构包括172,032位的oFEC交织器缓冲器大小，其可以被组织为16×16位块的(84，8)阵列，如下面关于表3进一步说明。在示例性实施例中，交织器格式可以类似于针对编码器和解码器实现的格式，如上所述。

在示例性实施例中，交织器3408还包括两种机制，它们可以作为硬件、软件或其组合来应用：(i)块内交织器机制；和(ii)块间交织器机制。块内交织器机制被配置为对每个16x16块中的位进行重新排序，以确保编码器输出端处的块的每行和每列中的位被基本上均匀地重新映射到块中，以便在线路上传输。在实施例中，该操作发生在交织器3408的输入端处。块间交织器机制被配置成使得在编码器输出端中被稀疏分离的位被包含在线路上的邻近符号内。

在示例性实施例中，交织器3408被认为以全速率操作，但是由两个半速率编码器ENC0和ENC1馈送。来自编码器ENC0的块的连续行因此将被写入交织器缓冲器的偶数块行中(例如，如下面参考图38进一步说明)，而来自编码器ENC1的块的连续行将被写入奇数块行中。因此，在这个示例中，交织器缓冲器的内容将是编码器ENC0和ENC1的无限矩阵的垂直段的逐行交织。

出于块内交织的目的，交织器3408可以被认为从相应编码器接收16×16的位块，并且每个这样的块因此可以被单独考虑。块内交织的示例性分布可以根据以下的表3中所示的值来指定，该表3指示对于块中每个目标位的源位的行和列定位。例如，交织器输入块(即，编码器输出块)中的位(14，15)[基数0]，在这个示例中，它被放置在对应交织器缓冲块的列0的行1中。

表3

从表3可以看出，最左边的条目形成拉丁方(Latin Square)。除了其第一行和最后一行中的重复条目之外，最右边的条目几乎形成拉丁方。

图38描绘了示例性块间交织结构3800。在结构3800的示例性实施例中，位可以由列3802读取，而不是由行3804读取，因为交织器列3802比交织器行3804长得多。以这种方式，一列中的位比一行中的位分布在更多的组成码字上，从而根据结构3800增加了对长突发的容差。例如，当与硬解码器一起使用时，最大可校正突发长度被认为是交织器质量的常规度量。在本示例中，最大可校正突发长度显示为2,681位。

在使用结构3800的示例性操作中，从交织器读出的位被传递到调制器，在调制器中，位可以分别以S＝4的组用于H偏振和V偏振。然后，具有偶数索引的输出位可以被用来形成用于H偏振的符号，而奇数位置中的输出位将被形成为用于V偏振的符号。根据这种结构配置，可以大大简化每个偏振中的线路BER估计。另外，独立于调制，相应的H和V位将出现在解码器中每个块的固定定位处。

因此，对于块间交织机制，当从编码器接收块时，来自块内交织机制的相应块内置换可以被应用于缓冲器中的每个块。在这种有利的结构创新下，交织器缓冲器不仅可以根据相应的编码器ENC0或ENC1来划分，还可以划分为块行3804的“上”半部分(在该示例中是42个块行，0至41)和块行3804的“下”半部分(类似地，是42个块行，42-83)。根据结构3800的这个附加实施例，缓冲器被有效地分配到4个子集，并且每个这样的子集包含21×8块，或者336×128位。下面参照表4示出了示例性交织器子集。

表4

根据表4所示的子集排列，在输出端处，可以从每个这样的子集依次取出8位的组，在前进到接下来的列之前，从一列位中读出位组。更具体地，如图38中所描绘的示例所示，从子集0的第一列的顶部读取前8位，然后从子集1、2和3的第一列读取前8位。所得的32位之后可以取子集0、1、2和3的每一个的第一列中的接下来的8位。在42个这样的每次4×8位的循环之后，交织器缓冲器的第一位列将被完全读出，并且然后输出过程可以通过读取位列1至127来继续。

图39是示例性符号映射和偏振分布过程3900的示意图。在示例性实施例中，过程3900就在形式和功能上类似于图24的过程2400中类似标记元素的元素方面来被执行。例如，过程3900可以针对具有两个编码器ENC0和ENC1的oFEC编码器引擎3902、交织器3904、符号映射单元3906和偏振分布块3908来操作。在示例性操作中，过程3900用于将编码和交织的oFEC块映射到每个偏振的DP-QPSK和DP-16QAM星座符号上。过程3900还被配置成随后将映射的星座符号分布在两个不同的偏振上，插入训练符号和超级FAW符号，并添加导频符号。在实施例中，符号映射单元3906进行的符号映射和偏振分布块3908进行的偏振分布是调制相关的。下面进一步描述关于每个可用调制(例如，DP-QPSK和DP-16QAM)的符号映射和偏振分布。

在DP-QPSK调制的情况下，FEC编码和交织的位流被映射到DP-QPSK符号，S＝[s

表5

因此，当以DP-QPSK调制操作时，兼容收发器被配置为支持根据表5定义的符号映射和偏振分布值。

在DP-16QAM调制的情况下，FEC编码和交织的位流被映射到DP-16QAM符号，S＝[s

表6

因此，当以DP-16QAM调制操作时，兼容收发器被配置为支持根据表6定义的符号映射和偏振分布值。

图40是示例性成帧过程4000的示意图。在示例性实施例中，过程4000用作用于实现超帧成帧格式的DSP成帧过程(下面参照图41-43进一步描述)。在这个示例中，DSP超帧被定义为在每个X/Y偏振中包括一组178176个符号。在这个示例中，DSP超帧的DSP子帧被定义为每个包括3712个符号。因此，在过程4000的示例性实施例中，DSP超帧可以包括48个单独的DSP子帧。

在示例性操作中，过程4000可以就在形式和功能上类似于图24的过程2400的类似标记的元素的元素方面来被执行。例如，过程4000可以针对符号映射单元4002、偏振分布块4004、FAW块4006和导频块4008来进行操作。因此，可以从第一个DSP子帧的第一个符号开始，每32个符号插入导频符号(PS)。每个DSP子帧可以从11符号训练序列开始，其中训练序列的第一个符号是导频符号。在该示例中，DSP超帧的第一个DSP子帧被配置为进一步包括DSP超帧FAW。根据过程4000，一旦数据流(例如，通过符号映射单元4002)已经映射成符号并(例如，通过偏振分布块4004)分布到每个偏振上，可以(例如，通过专用于其的相应功能块)添加导频符号、训练符号、FAW和其他开销以创建DSP超帧/子帧结构。

图41是用于超帧/子帧结构的示例性分布表4100的示意图。如分布表4100中所示，映射参数4102映射到相应的DP-16QAM和DP-QPSK星座4104的“外部四个点”。然而，在DP-QPSK星座4104的情况下，“外部四个”点包括星座的所有点。因此，对于两种调制格式，FAW参数4106包括22个符号，训练序列参数包括对于每个DSP子帧的11个符号，并且导频符号参数每32个符号出现一次。然而，在DP-16QAM的情况下，每个相应的参数被限制为仅构成最外面四个点的星座4104的一部分。然而，对于任一调制格式，在示例性实施例中，兼容收发器被配置为支持具有至少178,176个符号的DSP超帧。

图42描绘了示例性超帧结构4200。在图42所示的示例中，超帧结构4200表示被分成多个DSP子帧4202(在该示例中为48个DSP子帧)的DSP超帧，其中每个DSP子帧包括3,712个符号。在示例性实施例中，第一DSP子帧(例如，DSP子帧4202(0))包括：(i)22个符号超帧FAW，该22个符号超帧FAW被配置用于提供超帧定界(super-frame delineation)和与oFEC块的对齐，并且FAW序列可以在X偏振和Y偏振之间不同；(ii)74个额外符号，该74个额外符号被保留(RES)用于将来的使用、检验和/或创新，并且可以被随机化以避免强信号音；(iii)可用于链路训练11个符号，并且第一个这样的训练符号(TS)可以在每个DSP子帧4202中作为导频符号(PS)被共享；以及(iv)116个导频符号，该116个导频符号可以每32个符号出现一次(例如，每DSP超帧4000有5568个符号)。因此，在示例性实施例中，兼容收发器被配置为支持具有基本上类似于DSP子帧4202(0)的第一DSP子帧的DSP超帧。

图43描绘了图42中的超帧结构4200的示例性子帧4300。在示例性实施例中，子帧4300在形式和功能上可以基本上类似于图42的DSP子帧4202。在图43所示的示例中，子帧4300表示DSP超帧4200的DSP子帧2至48(即，DSP子帧4202(1)至4202(47))。在该示例中，在第一子帧(例如，DSP子帧4202(0))之后出现的每个子帧4300被配置为包括：(i)可用于链路训练的11个符号，其中第一训练符号(TS)能够在每个子帧4300中作为导频符号被共享；和(ii)116个导频符号。在图43所示的示例中，图示的QPSK信号的第一训练符号是已知的QPSK符号，且因此可以被处理为导频符号。在实施例中，可以选择导频伪随机二进制序列(PRBS)的种子，使得该种子也是导频PRBS序列的一部分。在示例性实施例中，兼容收发器被配置为支持DSP超帧4200的DSP子帧2至48。

在一些实施例中，添加的FAW可以包括下面关于表7列出的所需序列。

表7

因此，在示例性实施例中，兼容收发器被配置成支持表7中列出的FAW排序方案。

在一些实施例中，添加的训练序列可以根据下面关于表8示出的方案来定义。

表8

*训练序列的第一个符号被处理为导频符号，并且在示例性实施例中，兼容收发器被配置为支持表9所示的训练符号排序方案。

图44描绘了示例性导频序列映射方案4400。在图44所示的示例性实施例中，方案4400表示用于QPSK调制和DP-16QAM调制的映射导频序列。也就是说，如上所述，训练和导频符号被设置在QPSK星座的所有四个点上，或者仅在DP-16QAM星座的外部四个点上。因此，方案4400的示例性实现方式将固定的PRBS10建立为导频序列4402，并且相应的PRBS导频序列4402然后可以被映射到相应的调制(例如，QPSK或16QAM)序列，但是对于两个偏振中的每一个偏振具有不同的种子值。

图45是示例性导频种子排序过程4500的示意图。在示例性实施例中，导频种子排序过程被配置为选择种子(例如，诸如对于图44的PRBS导频序列4402)，使得导频序列/符号被配置为生成序列中大约相等数量的二进制0和1。在至少一个实施例中，选择种子，使得训练序列中的第一个符号也是导频序列中的第一个符号。在示例性实施例中，排序过程4500是相对于排序寄存器4502来实现的，排序寄存器4502被配置为针对每个偏振种子二进制输入4504进行操作并产生偏振输出4506。也就是说，在图45所示的实施例中，仅示出了一个排序寄存器4502，但是兼容收发器系统可以包括用于每个偏振的单独的寄存器4502。在示例性实施例中，种子在每个DSP子帧的头部被重置。

导频种子排序过程4500下面参照表9进一步描述，表9示出了用于相应偏振种子(种子X和种子Y)的导频排序多项式。

表9

关于下文表10中列出的结果，更详细地提供了排序过程4500的导频种子的综合结果。

表10

对于FlexO和oFEC来说，帧扩展率也是一个重要的考虑因素。例如，假设oFEC光信号约为63.139467923GBaud(即，对于QPSK)，相关扩展率的详细列表如下表11所示。

表11

因此，相应的波特率可以如下计算。

对于QPSK：

63.139467923(GBaud)＝223,618,948,892.8875×(514/544)×(37,296/37,265)×(4,096/3,552)×(899/896)×(32/31)/4。

对于16-QAM：

31.5697339615(GBaud)＝223,618,948,892.8875×(514/544)×(37,296/37,265)×(4,096/3,552)×(899/896)×(32/31)/8。

因此，线路速率可根据以下公式计算：

252,557,871.7(kbit/s)＝223,618,948,892.8875×(514/544)×(37,296/37,265)×(4,096/3,552)×(899/896)×(32/31)×1,000,000。

如上所述，200G操作可能会使兼容收发器经历两种不同的或额外的要求，这两种要求不同于在100G模式下操作的收发器。为了便于解释，以下实施例描述了在利用QPSK调制以200Gbps(即，200G模式)操作的P2P相干光学收发器的示例性场景内出现的一些光学PHY层要求。如本文所述，200G操作是基于来自本领域操作者的近期反馈来定义的，该反馈表达了200G操作将在该特定设备的预期寿命期间满足单个聚合节点的预期容量需求的期望。以下描述聚焦于利用QPSK的200G操作，因为这一特殊的创新实现方式将使现场操作员能够在几乎与100G操作相同的工厂条件下以200G操作。

因此，为了便于解释，以下200G要求分为三个主要类别：(i)共同要求，其适用于收发器的发射和接收操作；(ii)发射器要求，其是收发器的发射操作独有；以及(iii)接收器要求，其是收发器的接收操作独有的。

对于200G QPSK操作的共同要求可以包括符号速率、调制、线路速率和DWDM特性(诸如波长、频率和通道数量)中的一个或更多个。关于符号率，在数字传输系统中，给定足够的时间，1或0的串可以用来表示基本上任何信号。相对于时间传输的位数称为位率，且通常以每秒的位数(bps)为单位。提高位率的最基本原则是通过传输介质仅更快地传输它们相应的1和0。然而，一种用于更快速地传输数据的更有效的技术涉及使用一组相对状态(称为符号)同时处理和传输多个位。单位时间内传输的符号数被定义为波特率。

因此，在本文的几个实施例的描述中使用的63.139467923Gbaud的值被选择为符号率，因为该值实现了在本公开中描述的几个实施例中都是以200Gbps数据传输为特征的。除了符号率的速度之外，符号率精度也是实现成功接收传输信号的重要考虑因素。因此，在示例性实施例中，兼容收发器应该被配置为不仅支持63.139467923Gbaud的符号率(根据相关的调制格式，例如，QPSK、DP-QPSK)，兼容收发器还应该被配置为保持至少+/-20ppm的符号率精度。

如本公开通篇所述，调制格式是在200G模式下操作(以及在100G模式下操作)的所有收发器的主要考虑因素。因此，对于200G-兼容收发器的强制调制格式至少是DP-QPSK。然而，关于本文描述的示例性实施例，兼容收发器可以另外被配置成可选地支持16QAM调制格式(下面进一步讨论)。

如上所述，100G-兼容收发器被配置为实现双偏振多路复用和NRZ差分QPSK(DQPSK)调制。DQPSK调制消除了对于在接收器处精确测量绝对相位的需要，并且相应符号可以由连续符号之间的相位差来编码。当与双偏振多路复用结合时，这种调制格式有时被称为DP-DQPSK。通过在载波的两个偏振中的每一个偏振上采用DQPSK，对于每个符号周期四个数据位的聚合传输得以被实现。

本文还描述了本系统和方法的利用双偏振多路复用的200G收发器。然而，在200G实施例中使用的QPSK调制可以是非差分的。与DQPSK相比，非差分QPSK实现了改进的OSNR灵敏度。另外，非差分调制方案能够每符号编码两个位，并且还可以包括对连续符号之间的参考相位感知的要求，这可以通过有效使用导频符号来实现，如上所述，导频符号可以被插入到DSP FEC帧中以帮助接收器的相位恢复。通过在载波的两个偏振中的每一个偏振上采用非差分QPSK(即，DP-QPSK)，与上述DQPSK调制实施例类似，对于每个符号周期四个数据位的聚合传输得以被实现，但是具有改进的OSNR灵敏度。

图46是示例性星座4600的图解说明。在示例性实施例中，星座4600表示200G QPSK符号星座，并且200G-兼容收发器被配置为支持偏振多路复用和QPS作为共同要求。对于QPSK符号星座4600，在两个偏振中的每一个偏振上，QPSK可用于每符号编码两个位，并且根据到星座4600的四个QPSK符号的位映射，导频符号用于帮助接收器的相位恢复。

线路速率也是一个重要的考虑因素，其属于共同要求的范围。通常，线路速率被定义为在光通道上传输的信号的位率。在本文描述的200G QPSK场景中，线路信号包括由发射器增加的开销(例如，FEC)，并且双偏振QPSK每符号传输四个位。因此，在该示例性收发器场景中，线路速率是符号率的四倍，并且因此兼容收发器应该被配置为支持252,557,871.7kbit/s的标称信号线路速率。

为了实现在DWDM环境中操作的收发器之间的互操作性，也为了实现与现有DWDM通信系统和装备的互操作性，在示例性实施例中，兼容收发器还应该被配置为采用相对于100GHz通道间隔实现的(例如，在该示例中根据ITU-T G.694.1)标识的通道的子集。下面的表12列出了兼容收发器可以基于其进行操作的特定DWDM波长、频率和相关联的通道数。

就200G QPSK操作场景中的DWDM频率网格而言，为了使用DP-QPSK调制格式传输200Gb/s的线路速率，如上所述，在示例性实施例中，在大约63Gbaud的范围内建立有效符号率。当光以这个符号率调制时，光信号带宽至少为63GHz。

因此，在这个示例中，相关DWDM复用器和解复用器中的波长滤波器应该被配置为具有足够宽的带宽来通过光信号。在这种情况下，在公共100GHz通道间隔计划中使用的波长滤波器被认为提供了足够的带宽，以使200G DP-QPSK的示例性实施例的光信号通过。在50GHz通道间隔计划中使用的波长滤波器和具有较窄间隔的计划被认为没有足够的带宽使本系统和方法的光信号通过。

为了实现更低成本的实现方式，兼容收发器可能只需要支持下表中的一个通道，其在表12的DWDM频率网格中针对200G DP-QPSK操作被提供的。然而，为了支持更大的灵活性，示例性设备可以进一步被配置为可选地支持来自下面列表的多个通道。在某些情况下，可能希望收发器能够支持整个通道列表，或者至少支持其中的重要部分。

表12

在示例性实施例中，兼容收发器还被配置成报告来自收发器支持的上述DWDM频率网格的通道。

在收发器支持多个通道的情况下，收发器可以进一步被配置为提供一种机制，该机制用于使用收发器模块的形状因子的相关管理接口定义来分配特定操作信道。以类似的方式，收发器还可以被进一步配置为报告其当前正在其上传输的特定通道，类似地使用关于收发器模块的形状因子的相关管理接口定义。

对于200G QPSK实现方式场景的发射器要求可能包括对参数和特性的考虑，诸如发射器光输出功率、发射器光频率参数(例如，发射器激光中心频率精度、发射器激光线宽等)、发射器OSNR、偏振不平衡、IQ不平衡、发射器偏斜(例如，发射器正交偏斜或发射器偏振偏斜)、发射器反射率和发射器系统光返回容差。

发射器光输出功率被定义为从操作中的收发器输出端口测量的以dBm位单位的总光发射功率，并且该参数可以用能够进行功率测量的校准光功率计(OPM)来测量，例如，在1550nm波长范围内。在示例性实施例中，发射器最小光功率要求可以被定义为允许低成本选项，但是同时仍然确保解决方案满足最小接入网络要求。在某些情况下，出于安全目的，可以定义最大光功率要求。

值得注意的是，对于发射器要求，基本上所有相关要求通常都被视为“寿命开始”要求，因为典型设备在其工作寿命开始时预期会进行合规性测试。在收发器的工作寿命期间，进一步预计设备满足相关要求的能力可能会降低差不多0.5dB。因此，在示例性实施例中，这种潜在的降级被认为是接入网络中兼容收发器的预期性能因素。

此外，还可以预期，在发射器上电、断电或波长序列改变期间，发射器可能会生成“快速瞬变”，或在一定频率范围内的功率突增(sudden spikes)，这可能会影响与该收发器在同一光设备上的任何操作通道，尽管是短暂的。因此，在至少一个实施例中，兼容收发器可以进一步配置有消隐能力(blanking capability)，这使得收发器能够抑制光输出，直到收发器的输出稳定为止。

如果收发器支持双光接口，则兼容收发器还将配置成支持-7.5dBm或更高的发射器光学输出功率。如果收发器支持单光接口，则收发器应具有预期支持-8.25dBm或更高的发射器光学输出功率的配置。与本文描述的几个实施例的操作一致，兼容收发器还被配置成防止+7dBm或更高的发射器光输出功率。

在另一示例性实施例中，兼容收发器包括以±1.5dB的精度报告其发射器光输出功率的能力，并且收发器可以被配置为可选地支持其发射器光输出功率的调整(例如，以0.1dB的步长进行调整)。

在用于200G QPSK操作的发射器光频率参数中，发射器激光中心频率精度被定义为实际激光频率相对于所选频率中心的最大允许偏移(例如，上面的表12)。在操作中，发射器光信号将在相干接收器处与LO混合，且如果这些激光频率之间的差异太大，则DSP在补偿发射器和LO激光器之间的载波频率偏移(CFO)时会遇到更大的困难。在这些示例性实施例中，接收器上的LO的激光载波频率精度不需要为了符合本实施例而指定，因为不同的DSP可能能够处理或多或少的CFO，并且每个单独的供应商应该能够确定他们自己对LO的要求以满足整体性能要求。然而，就这些参数而言，兼容收发器应被配置为保持发射器激光中心频率精度小于或等于1.8GHz。

发射器激光线宽被定义为激光器的光场光谱的半高全宽(与峰值功率相差-3dB)。相应地，激光线宽越大，来自接收器的相位噪声越大，因此增加了DSP确定接收符号的相位的难度。因此，关于该参数，预期兼容收发器被配置为以小于或等于1000kHz的发射器激光线宽操作。

发射器OSNR能够将光信号的电平与在发射器输出端处测量的光本底噪声的电平进行比较。如果这种放大器集成在收发器中，则发射器OSNR包括光放大器的噪声。然而，发射器OSNR不包括设置在网络链路中的收发器外部的光放大器的噪声。在不包括集成光放大的发射器的情况下，发射器OSNR通常受激光器的相对强度噪声(RIN)支配。相比之下，在具有集成光放大的发射器的情况下，由增益元件添加的噪声通常将是发射器OSNR值的主要贡献者。

在示例性实施例中，可以在接收器输入端处测量的链路OSNR预计将直接影响接收器解码光信号的能力，并且发射器OSNR对链路OSNR有贡献。如果链路中没有外部光放大器，则链路OSNR通常与发射器OSNR相同。如果网络链路中存在光放大器，则由于放大的自发辐射(ASE)，光放大器将使OSNR退化。

OSNR可以在光谱分析仪(OSA)上被测量，该光谱分析仪具有足够大的分辨率带宽以捕获整个信号光谱功率。光本底噪声是在相对于信号中心波长的固定频率偏移下测量的，并在正和负频率偏移下进行平均，在OSA上可以观察到平坦的本底噪声。精确的频率偏移取决于信号波特率和频谱特性。为了测量在大约63Gbaud处操作的200Gbps DP-QPSK的OSNR，OSA的分辨率带宽被设置为1.0nm(大约125GHz)，并且光本底噪声被在偏离中心波±200GHz或更大处测量。在这种情况下，对于OSNR测量的噪声带宽是以193.6Thz的光频率为基准的，从而得到对应于0.1nm的12.5GHz测量带宽。然后，可以将OSNR计算为0.1nm分辨率带宽中总信号功率与ASE噪声水平的比率。大多数现代OSA会自动报告OSNR，并确定合适的本底噪声。因此，兼容收发器预期被配置为提供35dB或更高的发射器OSNR。

偏振不平衡被定义为发射器输出端处的X偏振和Y偏振之间的光功率的绝对差异。收发器使用偏振分复用(PDM)，其中PBS将激光器的发射信号分成两个正交偏振，每个偏振由同相和正交MZM独立调制。调制后，两种偏振通过偏振光束组合器(PBC)重新组合，并且在发射器中，两种偏振经历不同的插入损耗，这在发射器输出端处生成偏振不平衡。

为了平衡对于每种偏振的功率，可以在每条路径上使用可变光衰减器或半导体放大器，使得：

ΔP

其中，Px和Py是承载两个数据流的两个标称正交配置的功率。因此，预期兼容收发器被配置为具有1.5dB或更小的发射器偏振不平衡。

IQ不平衡是指QPSK信号上同相和正交相(I-Q)通道之间的振幅不平衡。理想情况下，I通道和Q通道相互正交，且具有相同的振幅。然而，各种各样的问题(诸如，驱动器、偏置点设置或任何光学混合器件、平衡光电二极管和前端中的TIA的缺陷)可能会引入由IQ端口之间的增益和/或相位的不匹配引起的IQ不平衡。这些不匹配可能会降低DP-QPSK系统的性能。更具体地说，IQ不平衡将I信号的振幅与Q信号的振幅进行比较，并根据以下等式提供差值(单位为dB)：

IQ不平衡＝10log 10(AQ/AI)，

其中，AI和AQ分别是I分量和Q分量的振幅。在示例性实施例中，为了最小化对整个系统的影响，可以对所有兼容收发器定义最大允许的IQ不平衡。在示例性实施例中，兼容收发器被配置为具有1dB或更小的IQ不平衡。

在200G QPSK操作场景下，发射器偏斜可能与正交、和相位和/或偏振有关。由于本实施例的发射器调制格式使用DP-QPSK，因此传输将针对两个正交偏振模式中的每一个进行调制，且然后在发射到传输路径上之前进行组合。在组合之后，由于到调制器的电迹线长度的变化、支流中的延迟、光组合等，不同相位和不同偏振模式的符号可以在不同时间开始(即，相对于彼此具有相对延迟)。因此，正交偏斜被定义为I通道和Q通道之间的通道间延迟，而偏振偏斜被定义为X和Y偏振(X-Y)通道之间的通道间延迟。在示例性实施例中，可以对所有兼容收发器定义偏斜要求，以便最小化偏斜效应并保持在相应模式中的每一个模式中传播的数据的时间对齐。

如上所述，通过独立调制两个相位正交的IQ信号，且然后对信号求和，生成QPSK信号。信号中每一个是被差分编码的二进制相移键控(即，相位反转或偏移180度并回到参考值)，且然后被组合以形成四符号格式(即，四进制相移键控)。I和Q信号的时间不对齐导致眼闭合(eye closure)(即，当一个符号是干净的时，时间长度减少)或符号间干扰(ISI)进入下一个符号的连续时隙。因此，在实施例中，发射器要求可以建立合理要求，以最小化对于所有兼容收发器的偏斜影响。

图47是示例性单偏振调制器4700的示意图。在示例性实施例中，调制器4700代表QPSK调制器，其具有来自相应输入IQ信号4702的同相和正交偏斜。调制器4700因此在形式和功能上基本上类似于图3的单偏振调制器300，并且可以是MZM。例如，在调制器4700中，两个MZM路径4704中的每一个由二进制数据集驱动，以调制二进制相移键控信号。然后，两个IQ信号4702与90°相移4706组合，从而产生组合信号4708，该组合信号4708相对于表示每符号两个位的参考具有0°、90°、180°或270°的四个相位。由此产生的正交偏斜4710于是被定义为组合信号4708的I和Q部分之间的符号时隙位置的时间失配(表示为Δτ)。在这个示例中，I和Q信号4702均以大约63Gbaud的符号率调制，这相当于大约16ps的符号持续时间。在示例性实施例中，对其实现调制器4700的兼容收发器被配置为具有<1ps的正交偏斜。

图48是示例性双偏振调制器4800的示意图。在示例性实施例中，偏振调制器4800代表在200G操作模式下具有偏振偏斜的DP-QPSK调制器，并且在形式和功能上类似于图4的双偏振调制器400。调制器4800包括图47的两个单独的调制器单元4700，用于两个正交的X和Y偏振中的每一个。在示例性操作中，在将组合信号发射到光纤传输介质4804中之前，通过在两个正交XY偏振中的每一个中调制两个IQ QPSK信号并通过PBC4802组合IQ信号来生成DP-QPSK信号。如图48所示，X轴和Y轴垂直于沿着Z轴的光纤4804中的信号传播，并且发射器偏振偏斜4806因此是在发射器实现调制器4800之外的X和Y偏振中的符号的开始/结束之间的时间差Δτ。

在这个示例中，X和Y偏振均以大约63Gbaud的符号率调制，这相当于大约16ps的符号持续时间。因此，在示例性实施例中，兼容收发器被配置成使得发射器偏振偏斜显著小于16ps的符号持续时间。在本示例中，收发器被配置为具有的发射器偏振偏斜<5ps。

图49是描绘示例性发射器反射效应4900的示意图。在示例性实施例中，发射器反射效应4900关于200G QPSK操作模式进行了描述。在示例性操作中，当光从网络4906的方向插入收发器4904的发射器/发射器端口4902时，发射器反射率被定义为反射回网络4906的光量，并且可以根据R＝10log

图50是描绘示例性光返回效应5000的示意图。在示例性实施例中，光返回效应5000也是关于200G QPSK操作模式描述的，并且代表收发器5004的发射器系统5002的光返回容差。系统光返回被定义为从诸如光连接器、滤波器等系统元件反射回发射器/发射器端口5002的发射器光信号的量。发射器性能不会由于光返回效应5000而降低。系统光返回以dB为单位定义为从网络5006反射的光功率与从发射器5002发射的光功率之比，其可以表示为OR＝10log

对于200G QPSK实现场景的接收器要求可能包括对参数和特性的考虑，诸如接收光功率和OSNR、色度色散、PMD、SoP、偏振不平衡、IQ不平衡、接收频率精度、偏斜和接收器反射率。

在示例性实施例中，通过定义旨在在“背对背”测试条件下验证的基线数，可以建立与接收光功率和接收OSNR相关的接收器灵敏度的要求，该“背对背”测试条件被定义为没有光传输光纤(除了短跳线电缆)和没有光损伤的条件。然后，在存在某些光学损伤的情况下，可以放宽这些要求，使得基线要求可以被调整到一定量的接收功率和OSNR，以实现所需BER。

类似于上述的发射器要求，本文描述的接收器要求也可以被认为是“寿命的开始”要求，因为在收发器的工作寿命期间，预计这些要求可能降低高达1dB。因此，在示例性实施例中，这种潜在的降级被认为是工厂设计的一个因素。

在某些情况下，接收的OSNR可能很高，而接收光功率可能很低。当在发射器和接收器之间没有增加光放大时，接收器处的OSNR将与发射器处的相同，在该示例中，OSNR被配置为至少35dB。在这种情况下，收发器将受到其对接收光功率的灵敏度的限制，这也被称为“接收光功率受限的情况”，并且代表对于接收光功率的基线要求。

在其他条件下，诸如在光放大器靠近接收收发器的情况下，光接收功率可能较高，但OSNR可能较低。这种差异可能是由于光放大增加了噪声而发生的，以及因为光放大器提高了信号和噪声功率水平。在这种情况下，收发器将受到其对OSNR而不是对功率的灵敏度的限制，这也被称为“OSNR受限的情况”，并且代表对于接收OSNR的基线要求。

除了适用于双光接口收发器选项的基线接收OSNR要求之外，在200G操作模式的范围内，还可以对单光接口选项的接收功率要求进行调整。因此，这种调整可以考虑收发器内的定向元件引起的损耗，以实现单光接口选项。

运营商还应该意识到，在单光接口收发器选项中，由于分立的光反射以及来自由光纤损伤导致的反向散射，将预期到OSNR的性能降低。高质量的光纤拼接、光纤连接器配合面的清洁度以及角度抛光连接器的使用有助于降低背向反射功率。在使用单光接口收发器的光链路中，其中总背向反射功率为-33dBm，并且接收光功率大于-9.25dBm，可能会观察到链路OSNR中的0.5dB损失。在这种情况下，可以实现大于15dB的链路OSNR来克服这种背向反射功率水平。

如果收发器支持双光接口，则兼容收发器应进一步配置为当链路OSNR>35dB且接收光功率>-31dBm时实现FEC后误码率(BER)<10

如果收发器支持双光接口，则收发器还应进一步配置为当接收光功率≥-10dBm且链路OSNR≥14.5dB时，实现≤10

色度色散(CD)导致不同波长以不同的通过光纤的速度行进，产生脉冲展宽和符号间干扰。CD的指定值可以确定为支持标准单模光纤上高达120km的链路。在示例性实施例中，兼容收发器应该被配置为支持最小2400ps/nm的CD。在接收光功率受限的情况下，当CD是2400ps/nm时，收发器应进一步被配置成在接收光功率比上面定义的基线光功率要求大0.5dB时实现≤10

图51是描绘差分群延迟(DGD)曲线图5100的图解说明。例如，DGD图表示200G QPSK操作模式中偏振模式色散的影响。曲线图5100是相对于支持偏振5104的两种光学模式(即，X和Y)的光纤波导5102示出的。当偏振5104之一通过光纤5102的速度比另一个偏振更快时，就会发生PMD。如图51所示，两个偏振5104之间的延迟随着距离d而增加。更具体地说，在越过光纤5102之前，可以看到偏振5104

一般来说，PMD被视为统计量(即，随机变量)。这一统计量在链路中的瞬时实现可以被测量为DGD。因此，关于当前的200G实施例，PMD值被理解为代表均值PMD，并且DGD是可以由收发器测量的实现。为了支持长度约为100-120km的标准单模光纤，收发器应配置为容许至少10ps的PMD值。

在接收光功率受限的情况下，当PMD是10ps时，收发器应在接收光功率比上面定义的基线光功率要求大0.5dB时实现≤10

各种外部作用(诸如，光纤振动或附近的雷击)可能会导致SoP发生变化。为了确保收发器在出现此类SoP变化时能够继续正确接收信号，收发器还可以被配置为实现SoP跟踪。因此，SoP跟踪速率可以定义为所有收发器都需要支持的最小值，以便在不丢失数据的情况下处理大多数情况。收发器可能被允许支持更快的跟踪速率，这在一些不太常见的情况下可能是必需的(例如，在有风的地区、有大量雷击的地区等的长时间空中运行)。但应该注意的是，更快的跟踪速率可能会导致更高的功率和OSNR损失。因此，在示例性实施例中，兼容收发器被配置为支持至少50krad/秒的SOP跟踪速率。

在接收光功率受限的情况下，当SoP跟踪速率为50krad/秒时，收发器应被配置成在接收光功率比基线光功率要求大0.5dB时实现≤10

在本实施例中，“偏振不平衡”或偏振相关损耗(PDL)被定义为在相干接收器的输入端处看到的X偏振和Y偏振之间的光功率的绝对差异。总PDL是由上述发射器PDL以及各种传输网络元件(例如，多路复用器、分路器、光放大器等)的组合生成的。在实施例中，接收器可能需要容忍光输入信号期望的最大PDL，以便它能够正确解码符号。在示例性实施例中，收发器被配置为对于入射光信号容忍2.5dB的总PDL。

在接收光功率受限的情况下，当PDL为2.5dB时，收发器应被配置成在接收光功率比基线光功率要求大1.5dB时实现≤10

如上所述，IQ不平衡被定义为QPSK信号上的I通道和O通道之间的振幅不平衡。IQ不平衡将I信号的振幅与O信号的振幅进行比较，并以dB为单位输出这个差异。在本实施例中，不期望传输路径会引入额外的IQ不平衡，且因此假设任何IQ不平衡的源来自发射器和/或接收器。由于接收器容差在本文中是在接收器的输入端处定义的，因此所需的接收器容差将与发射器的最坏情况要求相同。另外，实验室测试表明，这种水平的IQ不平衡不会对系统性能产生负面影响，且因此，功率和OSNR损失对于本接收器要求而言并不是重要的考虑因素。然而，兼容收发器应被配置为容许入射信号的IQ不平衡为1dB。

为了确保成功接收信号的能力，收发器还应配置为能够接收在定义的通道网格的特定偏移内的信号，对应于上面定义的发射器激光频率精度。在这种情况下，收发器应配置为能够成功接收中心频率在DWDM网格的+/-1.8GHz范围内的信号，例如表12所定义，用于任何支持的通道。

如上所述，偏斜被定义为接收器看到的I-Q分支或X-Y分支中的通道间延迟。在示例性实施例中，接收器应该被配置为容许对于光输入信号预期的最大I-Q和X-Y偏斜，以便正确解码符号。

如上所述，正交偏斜可能由发射器以及接收器生成。正交偏斜预计不会随着光信号传播通过网络而变化，因此接收器的光输入信号的正交偏斜将与发射器的正交偏斜相同。因此，接收器的正交偏斜容差只需与发射器的正交偏斜和偏斜变化相关。因此，兼容收发器应配置为对输入光信号具有1ps的最小接收器正交偏斜容差。

在接收器DSP上看到的偏振偏斜表示由发射器、光纤、接收器和链路中的其他光学部件生成的偏振偏斜(或DGD)的组合。因此，兼容收发器应配置为容许30ps偏振偏斜或DGD，其大约等于上述10ps PMD容差。收发器也可以被配置为对于由接收器看到的输入光信号具有30ps的最小接收器偏振偏斜容差。

图52是描绘示例性接收器反射效应5200的示意图。在示例性实施例中，接收器反射效应5200是相对于200G QPSK操作模式描述的。在示例性操作中，到达收发器5204的接收器5202的一定量的光将(例如从网络5206)被反射回将接收器5202连接到光源的光纤设备。反射能够对在接收器5202处的噪声产生贡献，因此应加以控制。接收器5202的反射率以dB为单位根据R＝10log

在光链路中，光纤中断触发的保护开关或发射器故障等事件可能会导致到接收器的光信号的损失。因此，数据重新获取时间被定义为一旦用有效的入射信号重新建立光纤链路，接收信号多快可以以FEC后无差错性能被解调。在示例性实施例中，兼容收发器应该被配置为以250ms或更短的数据重新获取时间来操作。

除了上述200G QPSK实施例之外，本实施例还可以在200G 16QAM PHY层操作模式中有效地实现。更具体地，P2P相干光学收发器可替换地或附加地被配置为利用16QAM调制以200Gbps(200G)操作。在符合本规范的相干光学收发器可用之前，预计将在现场部署DWDM多路复用器，其以频率为50GHz通道间隔操作。为了避免更换此类装备的成本，一些操作者正在请求一种适合50GHz信道间隔的200G操作的解决方案。因此，为了满足这一需求，本规范还定义了一种利用16QAM调制实现200G操作的模式。

由于200G 16QAM模式的使用情况预计比200G QPSK模式更受限制，因此，目前这种模式被描述为可选的，而不是强制的。另外，本实施例还包括当在200G 16QAM模式下操作时提供互操作性的操作参数和要求，较少强调强制性光学性能。预计要求16QAM操作模式的终端客户将寻求定义他们自己的光学参数要求。因此，目前对200G 16QAM模式的要求可以被描述为包含在单一类别的共同要求中，该共同要求适用于收发器的发射和接收操作。

对于该模式的符号率，确定31.5697339615Gbaud的值是为了允许200Gbps的数据传输，如本文所述，并且符号率精度也使得对于该模式的信号能够成功接收。如果收发器支持200G 16-QAM操作模式，则收发器还应配置为支持利用16QAM调制格式的31.5697339615Gbaud的符号率，并且还应能够保持+/-20ppm的符号率精度。

图53是示例性星座5300的图解说明。在图53所描绘的实施例中，星座5300代表200G 16-QAM星座。也就是说，因为200G的可选调制格式是DP-16QAM，所以I载波和Q载波的每个偏振(X

表13

因此，如果收发器支持200G 16QAM操作模式，那么收发器应该被配置为也支持关于200G信令速率的DP-16QAM调制，并且还将使用具有根据表13定位的符号的正方形星座，如图53所示，并且利用上述符号映射过程。

DP-16-QAM每符号传输8个位。因此，线路速率＝8x符号率。因此，如果收发器支持200G 16-QAM操作模式，则收发器应支持252,557,871.7kbit/s的标称信号线路速率。

为了实现在DWDM环境中操作的收发器之间的互操作性，并与现有DWDM系统和装备互操作，兼容收发器还可以被配置为采用ITU-T G.694.1中标识的通道的子集，使用50GHz通道间隔。更具体地，下面的表14列出了兼容收发器可以基于其进行操作的特定DWDM波长、频率和相关联的通道数。

表14

因此，为了使用DP-16QAM调制格式传输200Gb/s的线路速率，符号率约为32Gbaud。当光以这个符号率调制时，光信号带宽至少为32GHz。DWDM多路复用器和多路解复用器中的波长滤波器因此应该被配置为具有足够宽的带宽来通过光信号。在这种情况下，在50GHz通道间隔计划中使用的波长滤波器提供了足够的带宽来使光信号通过。此外，在100GHz通道间隔计划中使用的波长滤波器提供了足够的带宽来使光信号通过。

为了实现低成本实现方式，收发器可能又只需要支持表14中的一个通道。然而，为了支持更大的灵活性，设备还可以被允许支持其多个通道，并且可以进一步包括列表中的所有通道，或者其实质部分，并且报告任何和所有被支持的通道，并且进一步包括上面关于200G QPSK模式实施例描述的通道分配机制和相关功能，其使用针对收发器模块的形状因子的相关管理接口定义。

因此，无论是对于有线环境还是其他电信应用，本文描述的系统和方法对于接入网络都是特别有利的，并且可以针对4G、5G和6G网络和相关应用以及前端、后端和中间部署来实现，并且对于短距离和长距离环境都是如此。

上面详细描述了用于通信网络的相干光学系统和方法的示例性实施例。然而，本公开的系统和方法不仅仅限于本文描述的特定实施例，而是它们的实现方式的部件和/或步骤可以与本文描述的其他部件和/或步骤独立且分开地使用。

尽管本公开的各种实施例的特定特征可能在一些附图中示出了，而在其他附图中没有示出，但这仅仅是为了方便和易于描述。根据本公开的原理，附图中示出的特定特征可以结合其他附图的特征来引用和/或要求保护。

一些实施例涉及使用一个或更多个电子或计算设备。这样的设备通常包括处理器或控制器，如通用中央处理单元(CPU)、图形处理单元(GPU)、微控制器、精简指令集计算机(RISC)处理器、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑电路(PLC)、现场可编程门阵列(FPGA)、数字信号处理(DSP)设备和/或能够执行本文描述的功能的任何其他电路或处理器。本文描述的过程可以被编码为体现在计算机可读介质中的可执行指令，该计算机可读介质包括但不限于储存设备和/或存储器设备。当这些指令由处理器执行时，使处理器执行本文描述的方法的至少一部分。以上示例仅是示例性的，且因此并不旨在以任何方式限制术语“处理器”的定义和/或含义。

本书面描述使用示例来公开包括最佳模式的实施例，并且还使得本领域的任何技术人员能够实践这些实施例，包括制造和使用任何设备或系统以及执行任何结合的方法。本公开的专利性范围由权利要求限定，并且可以包括本领域技术人员想到的其他示例。如果这些其它示例具有与权利要求的字面语言没有不同的结构元素，或者如果它们包括与权利要求的字面语言没有实质性差异的等效结构元素，则这些其它示例被认为在权利要求的范围内。