一种级联变换器自适应不对称死区时间的控制系统

摘要

一种级联变换器自适应不对称死区时间的控制系统，包括电流采样电路、以微控制处理器为核心的控制电路和隔离驱动电路，在变换器的每一个工作周期内，电流采样电路采样变换器的输出电流Io，经过处理后输出给以微控制器为核心的控制电路，微控制处理器根据Io计算得到当前电路状态中前桥臂S1、S2两个开关管ZVS开启的最小电流I1min和I2min，再由I1min和I2min计算得到两个开关管所需的死区时间Tdead1和Tdead2，最后由微控制器为核心的控制电路调整输出驱动信号，实现S1和S2开关管死区时间的自适应不对称控制，减少因死区时间控制不合适导致开关管未完全实现ZVS开启而带来导通损耗和交叉损耗。

说明书

技术领域

本发明涉及开关电源变换器，尤其涉及一种Buck-Boost LLC级联变换器开关管自适应不对称死区时间的控制系统。

背景技术

Buck-Boost LLC级联变换器集合了Buck-Boost变换器和LLC谐振变化器的优点，因此其被广泛应用于宽输入电压范围的中等功率的开关变化场合。如图3所示，已知的Buck-Boost LLC级联变换器包括前级Buck-Boost变换器和后级半桥LLC谐振变换器，前级Buck-Boost变换器设有上开关管S₁和下开关管S₂构成的前桥臂、上开关管S₃和下开关管S₄构成的后桥臂、前后两桥臂之间的连接电感L以及输出电容C_OUT，后级半桥LLC谐振变换器设有与前级Buck-Boost变换器共用的上开关管S₃和下开关管S₄构成的桥臂、变压器TR、励磁电感Lm、谐振电感L_r、谐振电容C_r、输出电容C_o、负载电阻R₁以及二极管D₁和D₂。

随着开关电源频率的不断提高，为了减小开关管在导通和关断阶段的开关损耗，软开关技术应需而生。软开关的基本工作原则是通过谐振电感L_r将开关管S1中输出电容中电荷量转移到互补开关管S2的输出电容上，即开关管S1输出电容的放电对应着互补开关管S2输出电容的充电。这样开关管S2在开通之前I_DS为零，开通时不会产生开通损耗。但一般情况下前桥臂的S1、S2两个开关管输出电容并不是相同的，这就意味着它们的死区时间不一样。而现有技术的做法是假设前桥臂S1、S2两个开关管的死区时间相等：T_dead1＝T_dead2，这就会带来以下问题：

1.假设实际情况下T_dead1>T_dead2，而软开关控制时以T_dead1时间为基准。那么在开关管S₂完成软开关条件下，开关管S₂并未马上给到栅驱动电压。此时S2管的体二极管导通，产生相应的导通损耗。

2.假设实际情况下T_dead1>T_dead2，而软开关控制时以T_dead2时间为基准。那么在开关管S₁未充分完成软开关条件时，栅极驱动信号已到来。这种情况下将仍会产生开关损耗。

上述两点分析说明了现有控制方法的不足，在变换器中开关管S1、S2软开关的死区时间不对称的而产生的损耗和问题仍需要解决。

发明内容

本发明针对现有技术的缺陷，提供一种级联变换器自适应不对称死区时间的控制系统，对Buck-Boost LLC级联变换器中开关管的死区时间进行自适应不对称控制，能够提高Buck-Boost LLC级联变换器的效率。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：一种级联变换器自适应不对称死区时间的控制系统，级联变换器包括前级Buck-Boost变换器和后级半桥LLC谐振变换器，两者级联构成Buck-Boost LLC级联变换器，前级Buck-Boost变换器设有原边侧上开关管S₁和下开关管S₂构成的前桥臂、上开关管S₃和下开关管S₄构成的后桥臂、前后两桥臂之间的连接电感L以及输出电容C_OUT，后级半桥LLC谐振变换器设有与前级Buck-Boost变换器共用的上开关管S₃和下开关管S₄构成的桥臂、变压器TR、励磁电感Lm、谐振电感L_r、谐振电容C_r、输出电容C_o、负载电阻R₁以及二极管D₁和D₂；

其特征在于：设置包括电流采样电路、以微控制处理器为核心的控制电路以及隔离驱动电路构成的控制系统与级联变换器形成闭环，在级联变换器的每一个工作周期内，电流采样电路采样级联变换器的输出电流I_o，经运算放大和低通滤波处理后的输出电流I_o’输出给以微控制器为核心的控制电路，以微控制器为核心的控制电路用于执行精确死区时间的计算过程并产生具有一定周期和占空比的原边侧开关管S₁和S₂的控制信号，包括模数转换器ADC、逻辑控制单元LogicUnit以及定时器Timer，模数转换器ADC的输入端连接输出电流I_o’，模数转换器ADC的输出与逻辑控制单元LogicUnit单向连接，逻辑控制单元LogicUnit的输出经过定时器Timer后输出至隔离驱动电路，隔离驱动电路输出两个驱动信号分别至开关管S₁和S₂的栅极，控制开关管S₁和S₂开启和关断；

以微控制器为核心的控制电路根据经运算放大和低通滤波处理后的输出电流I_o’计算得到级联变换器在当前工作状态下的前桥臂开关管S₁在ZVS开启时对应的最小电流I_1min和开关管S₂和在ZVS开启时对应的最小电流I_2min，由最小电流I_1min计算得到开关管S₁所需的死区时间T_dead1，由最小电流I_2min计算得到开关管S₂所需的死区时间T_dead2，根据死区时间T_dead1、T_dead2调整输出给隔离驱动电路的占空比信号，调整当前状态所对应开关管的死区时间，对开关管S₁和S₂的死区时间进行自适应不对称控制，减少因死区时间控制不合适导致开关管S₁和S₂未完全实现ZVS开启而带来导通损耗和交叉损耗。

所述自适应不对称死区时间的推导过程如下：

前级Buck-Boost变换器输出电压V_out与输入电压V_in之间的关系为：

为S1管占空比，为S4管占空比；

当开关管S3打开时，前级输入能量通过开关管S3传递到后级励磁电感Lm、谐振电感L_r、谐振电容C所构成的谐振槽，所以一个周期内传递的能量为

P为一个周期内传递的能量，T为周期，L为前级电感值，I_L为前级电感电流，I_min为前级电感电流最小值；

Buck-Boost LLC输出功率为

P_out＝η*P＝V_o*I_o

假设传输效率为100％，S1相对S4管的相移为x，那么x与输入电压Vin以及后级LLC输出电流Io之间的关系式如下：

其中V_o为后级LLC输出电压；

同理得另一关系式：

由开关管开启的最小电流计算得到相对应的死区时间：

即：

I_ZVS为开关管实现ZVS开启的电流，C_oss为开关管对应的输出电容，T_dead为开关实现ZVS开启所需的死区时间，T_dead1为S1管实现ZVS开启所需的死区时间

即：

T_dead2为S2管实现ZVS开启所需的死区时间。

系统控制过程如下：

(1)当Buck-Boost LLC级联变换器处于工作状态时，在其每一个开关周期内，电流采样电路采样Buck-Boost LLC谐振变换器输出端电流I_o，经运算放大和低通滤波处理后得到输出电流I_o’，模数转换器ADC将输出电流I_o’转换成数字值并存入逻辑控制单元LogicUnit；

(2)同一周期内，以微控制器为核心的控制电路将已以存入逻辑控制单元的输出电流I_o’作为已知数据执行运算，计算得到原边侧前桥臂两个开关管S₁和S₂软开关开启的最小电流I_1min和I_2min，再由I_1min和I_2min计算得到开关管S₁和S₂相对应的死区时间T_dead1和T_dead2，最后以微控制器为核心的控制电路DSP在相应的时钟周期内修正相应死区时间信号从而更新占空比信号然后再输送给隔离驱动电路，隔离驱动电路输出驱动信号控制开关管S₁、S₂的开启和关断。

本发明具有以下优点及显著效果：

1、在电路状态发生改变时，实时调整Buck-Boost LLC谐振变换器原边侧前桥臂MOS管的死区时间，自适应能力强，控制更加精准。

2、在电路状态发生改变时，通过采样输出电流调整开关管的死区时间，从而有效的减小体二极管的导通和交叉损耗，提高了变换器的工作效率。

3、采用微控制器，无需专用集成电路的复杂控制，成本低，可靠性好。

附图说明

图1为现有技术一种死区时间控制方法；

图2为本发明提供的一种自适应不对称死区时间的控制方法框图；

图3为现有技术Buck-boost LLC级联变换器的原理图；

图4为本发明的电路原理图；

图5为前级电感电流波形图；

图6为本发明方法工作原理图；

图7为本发明与通用方法效率曲线。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

如图1，现有技术的一种Buck-Boost LLC级联变换器死区时间的控制方法：即通过人工设定前半桥臂两个开关管的死区时间，并由程序执行。

如图2，本发明方法在级联变换器的每一个工作周期内，采样级联变换器系统的输出电流I_o，经运算放大和低通滤波处理后输出给以微控制器为核心的控制电路，以微控制器为核心的控制电路根据输出电流I_o计算得到当前级联变换器系统在工作状态下的前桥臂开关管S₁在ZVS开启的最小电流I_1min和开关管S₂在ZVS开启的最小电流I_2min，由最小电流I_1min计算得到开关管S₁所需的死区时间T_dead1、由最小电流I_2min计算得到开关管S₂所需的死区时间T_dead2，以微控制器为核心的控制电路根据死区时间T_dead1、T_dead2对输出驱动信号进行调整，调整当前状态所对应开关管的死区时间，对开关管S₁和S₂开关管的死区时间进行自适应不对称控制，减少因死区时间控制不合适导致开关管S₁和S₂未完全实现ZVS开启而带来导通损耗和交叉损耗。与图1现有技术相比较，本发明利用电流采样电路获取输出端电流参数，再由微控制处理器计算出准确的开关管所对应的死区时间，最后通过隔离驱动电路输出驱动Buck-Boost>1和S₂的栅驱动信号。

图3为已知的一种Buck-Boost LLC级联变换器电路图，S₁、S₂、S₃和S₄还有电感L组成了Buck-Boost前级电路，半桥LLC由S₃和S₄、变压器TR、电感L_r、电容C_r、C_o、C_out，二极管D₁、D₂，负载电阻R_L组成。半桥LLC通过与Buck-Boost前级电路共用S₃和S₄结合在一起。

如图4所示，本发明电流采样电路1，用于采集图3中Buck-Boost LLC级联变换器输出端电流I_o。以微控制器为核心的控制电路2用于执行精确死区时间计算过程并产生具有一定周期和占空比的原边侧MOS管的控制信号，包括模数转换器ADC、逻辑控制单元LogicUnit以及一个定时器Timer，模数转换器ADC的输入端连接电流采样电路1，模数转换器ADC的输出与逻辑控制单元LogicUnit单向连接，逻辑控制单元LogicUnit的输出经过定时器Timer后，再经过隔离驱动电路3输出控制LLC变换器原边侧的MOS管S₁和S₂。

本发明控制方法的工作原理为：

(1)当Buck-Boost LLC级联变换器处于工作状态时，在其每一个开关周期内，电流采样电路采样Buck-Boost LLC谐振变换器输出端电流I_o，经运算放大和低通滤波处理后得到输出电流I_o’，模数转换器ADC将输出电流I_o’转换成数字值并存入逻辑控制单元LogicUnit；

(2)同一周期内，以微控制器为核心的控制电路DSP将已以存入逻辑控制单元的输出电流I_o’作为已知数据执行运算，计算得到原边侧前桥臂两个开关管S₁和S₂软开关开启的最小电流I_1min和I_2min，再由I_1min和I_2min计算得到开关管S₁和S₂相对应的死区时间T_dead1和T_dead2，最后以微控制器为核心的控制电路DSP在相应的时钟周期内修正相应死区时间信号然后更新占空比信号再输送给隔离驱动电路，隔离驱动电路输出驱动信号控制开关管S₁、S₂的开启和关断。

由输出电流计算得到相应开关管死区时间的计算推导如下：

前级Buck-Boost变换器输出电压V_out与输入电压V_in之间的关系为：

为S1管占空比，为S4管占空比.

当开关管S3打开时，前级输入能量通过开关管S3传递到后级励磁电感Lm、谐振电感L_r、谐振电容C所构成的谐振槽，所以一个周期内传递的能量为

P为一个周期内传递的能量，T为周期，L为前级电感值，I_L为前级电感电流，I_min为前级电感电流最小值。

Buck-Boost LLC输出功率为

P_out＝η*P＝V_o*I_o

假设传输效率为100％，S1相对S4管的相移为x，d1为S1管的死区时间。那么x与输入电压Vin以及后级LLC输出电流Io之间的关系式如下：

其中V_o为后级LLC输出电压；

同理可得另一关系式：

由开关管开启的最小电流计算得到相对应的死区时间：

即：

I_ZVS为开关管实现ZVS开启的电流，C_oss为开关管对应的输出电容，T_dead为开关实现ZVS开启所需的死区时间，T_dead1为S1管实现ZVS开启所需的死区时间

即：

T_dead2为S2管实现ZVS开启所需的死区时间

最后由微控制处理器在相应的时钟周期内修正相应死区时间信号，更新占空比信号再输送给隔离驱动电路控制开关管的开启和关断。

如图5，前级电感电流与占空比信号之间的对应图。t₀时刻S1管开启，d1对应于S1管所需死区时间，I_1min为S1管软开启所需的最小的电流。t₂时刻S2管开启，d2对应于S2管所需死区时间，I_2min为S2管软开启所需的最小电流。d11为下一周期S1管的死区时间，d22为下一周期S2管的死区时间。

如图6，修正死区时间从而更新占空比信号的过程图。在上一周期对后级LLC的输出电流进行采样后根据该系统的工作原理从而在下一周期更新占空比信号，图中灰色部分为前移的实际占空比信号，实际上是通过减小该周期的死区时间实现。

如图7，为采用通用控制方法和采取本发明提出的控制方法下电源效率随输出功率的曲线图。不同于通用死区时间控制方法，本发明方法能够实现两个开关管自适应不对称的死去时间控制，减少了通用控制中存在的开关管的导通损耗或者交叉损耗，从而有效的提高了电源的工作效率。