一种基于十二边形空间电压矢量的级联二电平逆变器SVPWM调制方法

摘要

本发明公开了一种基于十二边形空间电压矢量的级联二电平逆变器SVPWM调制方法，包括两个级联的三相二电平逆变器一和逆变器二，包括如下步骤：1、构建十二边形空间电压矢量分布图；2、确定参考电压矢量U

说明书

技术领域

本发明涉及空间电压矢量调制方法，具体涉及一种基于十二边形空间电压矢量的级联二电平逆变器SVPWM调制方法。

背景技术

随着电力电子技术的不断完善和半导体器件性能的不断提高，多电平逆变器广泛应用于大功率拖动变频调速电机类负载、远距离高压输电线、高电源质量要求的大功率设备等诸多方面。级联型逆变器是多电平逆变器的一种特殊形式，在电机控制、无功补偿、谐波治理等领域应用越来越广泛。

级联型逆变器调制方法一直是研究的热点与难点，不同的调制方法使得级联型逆变器有不同的输出性能，从而可使逆变器应用于不同场合。目前，级联型逆变器的PWM控制方法主要有正弦脉宽调制SPWM和空间矢量脉宽调制SVPWM，SVPWM在直流电源利用率和电流低纹波上显著优于SPWM，但在具有六边形边界的电压矢量的多电平逆变器拓扑中，在过调制区域出现第五和第七谐波，由此产生的谐波电流限制了比例积分控制器的带宽。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种基于十二边形空间电压矢量的级联二电平逆变器SVPWM调制方法，用以改善谐波失真以及提高直流母线电压利用率。

为了解决上述技术问题，本发明提供的技术方案如下：一种基于十二边形空间电压矢量的级联二电平逆变器SVPWM调制方法，包括两个级联的三相二电平逆变器一和逆变器二，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、构建十二边形空间电压矢量分布图；

步骤2、确定参考电压矢量U_ref位于所述十二边形空间电压矢量分布图的十二个扇区中的哪一个扇区；

步骤3、计算区域内相邻两个非零电压矢量的作用时间T₁、T₂以及零电压矢量的作用时间T₀；

步骤4、确定每一个电压矢量的作用次序及作用时间；

步骤5、确定电压矢量对应的开关位置，按照波形对称、开关次数最少的原则，确定扇区的SVPWM波形。

进一步的，所述步骤1包括如下步骤：

步骤11、在逆变器一的αβ电压矢量分布坐标系上，以α轴为起点按照逆时针方向，平均划分的六个60°扇区的六个有效矢量依次为V₁(100)、V₂(110)、V₃(010)、V₄(011)、V₅(001)、V₆(101)；在逆变器二的αβ电压矢量分布坐标系上，以α轴为起点按照逆时针方向，平均划分的六个60°扇区的六个有效矢量依次为V₁’(100)、V₂’(110)、V₃’(010)、V₄’(011)、V₅’(001)、V₆’(101)；其中“1”表示上管导通下管关断，“0”表示上管关断下管导通；

步骤12、所述十二个扇区由十二个有效矢量OP、OQ、OR、OS、OT、OG、OI、OJ、OK、OL、OM、ON平均划分，每个扇区为30°，其中第一扇区的两个有效矢量OQ、OP分别位于第一和第四象限，且与α轴的夹角均为15°，该十二个有效矢量由逆变器一和逆变器二的有效矢量合成得到，具体为OP＝V₁(100)-V₃’(010)、OQ＝V₁(100)-V₅’(001)、OR＝V₂(110)-V₄’(011)、OS＝V₂(110)-V₆’(101)、OT＝V₃(010)-V₅’(001)、OG＝V₃(010)-V₁’(100)、OI＝V₄(011)-V₆’(101)、OJ＝V₄(011)-V₂’(110)、OK＝V₅(001)-V₁’(100)、OL＝V₅(001)-V₃’(010)、OM＝V₆(101)-V₂’(110)、ON＝V₆(101)-V₄’(011)，且逆变器二的直流母线电压是逆变器一的0.366倍。

进一步的，所述步骤2按照表1进行确定：

表1：

其中，U_α、U_β分别表示参考电压矢量U_ref在αβ轴上的分量。

进一步的，所述步骤3中，根据伏秒平衡原则得到T₁、T₂的计算公式为：

式中m表示矢量所在的扇区，即m＝1，2，3，…，12，U是参考电压矢量Uref的电压有效值，T_s是采样周期。

进一步的，所述步骤4具体为，令：

与三角波比较得到空间电压矢量切换点t_aon、t_bon、t_con；按零电压矢量作用T₀/4、第一电压矢量作用T₁/2、第二电压矢量作用T₂/2、零电压矢量作用T₀/2、第二电压矢量作用T₂/2、第一电压矢量作用T₁/2、零电压矢量作用T₀/4的顺序依次执行。

进一步的，所述步骤3中，如果T₁+T₂＞T_s，则取：

此时，用T₁'和T₂'代替T₁和T₂。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

(1)本发明基于三相桥式逆变器SVPWM方法，构造了级联型二电平逆变器的十二边形SVPWM调制，输出相电压为十二阶梯波，输出相电压幅值比六边形空间电压矢量脉宽调制相比提高了3.6％；

(2)继承了传统SVPWM方法电压利用率最高的优点，在线性调制区逆变器输出相电压基波幅值0.966U，与SVPWM的0.866U相比，直流电压利用率提高了11.5％，与SPWM的0.75U相比，直流电压利用率提高了28.8％。

(3)该方法所产生的磁链更接近于圆形，逆变器输出的相电压不含有(6n±1)次谐波，能显著改善谐波失真。

附图说明

图1为级联三相二电平逆变器的电路拓扑；

图2为逆变器1和逆变器2的空间电压矢量图；

图3为本发明实施例十二边形空间电压矢量图；

图4为十二边形矢量与逆变器矢量关系图；

图5为级联三相二电平逆变器的输出相电压Ua波形图；

图6为扇区相邻两电压矢量和零电压矢量作用次序和作用时间图；

图7为本发明调制方法在第一扇区的一个开关时间周期内SVPWM调制信号波形图；

图8为本发明调制方法在第二扇区的一个开关时间周期内SVPWM调制信号波形图；

图9为本发明调制方法的仿真波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

一种基于十二边形空间电压矢量的级联二电平逆变器SVPWM调制方法，包括两个级联的三相二电平逆变器1和逆变器2，直流母线电压分别为U_dc1和U_dc2，电路拓扑如图1所示。

第一步、构建十二边形空间电压矢量分布图。

图2所示为逆变器1和逆变器2的空间电压矢量图，在逆变器1的αβ电压矢量分布坐标系上，以α轴为起点按照逆时针方向，平均划分的六个60°扇区的六个有效矢量依次为V₁(100)、V₂(110)、V₃(010)、V₄(011)、V₅(001)、V₆(101)；在逆变器2的αβ电压矢量分布坐标系上，以α轴为起点按照逆时针方向，平均划分的六个60°扇区的六个有效矢量依次为V₁’(100)、V₂’(110)、V₃’(010)、V₄’(011)、V₅’(001)、V₆’(101)。

逆变器1和逆变器2每个桥臂上下管的开关信号互补，分别用Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2、Sc2来表示桥臂a1、b1、c1、a2、b2、c2上功率管的开关状态：等于“1”时表示上管导通下管关断；等于“0”时表示上管关断下管导通。

图3所示为本发明实施例构建的十二边形空间电压矢量图，十二个扇区由十二个有效矢量OP、OQ、OR、OS、OT、OG、OI、OJ、OK、OL、OM、ON平均划分，每个扇区为30°，其中第一扇区的两个有效矢量OQ、OP分别位于第一和第四象限，且与α轴的夹角均为15°。该十二个有效矢量由逆变器1和逆变器2的有效矢量合成得到，具体为OP＝V₁(100)-V₃’(010)、OQ＝V₁(100)-V₅’(001)、OR＝V₂(110)-V₄’(011)、OS＝V₂(110)-V₆’(101)、OT＝V₃(010)-V₅’(001)、OG＝V₃(010)-V₁’(100)、OI＝V₄(011)-V₆’(101)、OJ＝V₄(011)-V₂’(110)、OK＝V₅(001)-V₁’(100)、OL＝V₅(001)-V₃’(010)、OM＝V₆(101)-V₂’(110)、ON＝V₆(101)-V₄’(011)。以任意选取的矢量OQ为例，利用三角函数关系可求出十二边形空间电压矢量幅值与逆变器1和逆变器2的空间电压矢量幅值之间的关系。如图4所示，U_dc1＝0.816U，U_dc2＝0.3U，为了构成十二边形空间电压矢量，U_dc2/U_dc1＝0.3U/0.816U＝0.366，即逆变器2的直流电压是逆变器1的0.366倍。

在线性调制区，逆变器输出的相电压峰值为正十二边形的内切圆的半径，即为U·cos15⁰＝0.966U。对于六边形矢量调制的SVPWM，逆变器的输出相电压峰值为对于SPWM调试输出的相电压峰值为0.75U，因此，直流母线电压利用率分别提高了11.5％和28.8％。

如下表1所示为逆变器1电压矢量对应的相电压值：

表1逆变器1电压矢量对应的相电压值

如下表2所示为逆变器2电压矢量对应的相电压值分别为：

表2逆变器2电压矢量对应的相电压值

根据十二边形构成规律，可以得到各矢量对应的电压值，如表3所示。

表3十二边形空间电压矢量输出电压值

由此，可以得到逆变器输出电压Ua波形如图5所示。Ub，Uc的波形与Ua类似。

根据傅里叶分析，a相电压的瞬时值表达式为

从表达式(1)可以看出，输出电压中的(6n±1)次(n＝1,3,5，…)谐波完全被消除，相电压基波幅值为：

这个值比六边形SVPWM调制的输出相电压基波幅值0.637U增加了3.6％。因此，在过调制区，直流电压利用率也获得了提高。

b相、c相类似。

第二步、确定参考电压矢量U_ref位于所述十二边形空间电压矢量分布图的十二个扇区中的哪一个扇区。判据如下：

表4Uref落在第X扇区的判据表

其中，U_α、U_β分别表示参考电压矢量U_ref在αβ轴上的分量。

第三步、计算区域内相邻两个非零电压矢量的作用时间T₁、T₂以及零电压矢量的作用时间T₀。求解过程如下：

在某一扇区，相邻两空间电压矢量中的第一电压矢量作用时间是T₁，第二电压矢量作用时间是T₂，则零电压矢量作用时间为T₀＝T_s-T₁-T₂，T_s是采样周期，零电压矢量在采样周期的开始和结束时均匀分布。区域内该两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂取决于参考电压的大小和位置。在αβ坐标系下，根据伏秒平衡原则得到第m个区域向量为：

T₁U∠(m-1)30°-15°)+T₂U∠(m30°-15°)＝T_s(U_α+jU_β)(3)

Uα和Uβ是Uref在αβ轴上的分量。

由(3)式可以得到：

式中m表示矢量所在的扇区。因此，将m＝1,2,3，…，12带入上式(4)即可得到得到每个扇区相邻两电压空间矢量和零电压矢量的作用时间。

如果T₁+T₂＞T_s，

则取：

此时，用T₁'和T₂'代替T₁和T₂。

第四步、确定每一个电压矢量的作用次序及作用时间。令：

如图6所示，与三角波比较得到空间电压矢量切换点t_aon、t_bon、t_con；按零电压矢量作用T₀/4、第一电压矢量作用T₁/2、第二电压矢量作用T₂/2、零电压矢量作用T₀/2、第二电压矢量作用T₂/2、第一电压矢量作用T₁/2、零电压矢量作用T₀/4的顺序依次执行。

第五步、确定电压矢量对应的开关位置。按照波形对称、开关次数最少的原则，确定扇区的SVPWM波形。

在第1扇区，逆变器1保持状态(100)不变，而逆变器2状态从(010)转变到(001)，选用零矢量V0，各开关的对应状态如图7所示，第3、5、7、9、11扇区SVPWM波形产生原理与第一扇区类似。

在第2扇区，逆变器1状态从(100)转变到(110)，而逆变器2状态从(001)转变到(011)，选择V0和V7进行实现切换。各开关的对应状态如图8所示，第2、4、6、8、10扇区SVPWM波形产生原理与第2扇区类似。

仿真结果：

采用MATLAB/Simulink仿真软件对控制策略进行仿真。仿真系统的参数如表5所示。

表5仿真系统参数

输出电压电流波形如图9所示。从图中可以看出，输出电压为十二阶梯波，输出电流为正弦电流。系统工作稳定。

本发明基于三相桥式逆变器SVPWM方法，构造了级联型二电平逆变器的十二边形SVPWM调制器，主要表现在以下几个方面：

(1)输出相电压为十二阶梯波，输出相电压幅值比六边形级联逆变器提高了3.6％；

(2)继承了传统SVPWM方法电压利用率最高的优点，将直流母线电压利用率提高了11.5％。

总之，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。