基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法

摘要

本发明公开了基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法，通过测量电感电流和电容电压的当前控制周期的值，结合预期的直流母线电压值，在所建立的预测模型基础上，直接预测下一控制周期所需要的直通占空比给调制器，在准Z源逆变器的调制策略下输出相应的开关函数给逆变桥，得到固定的开关频率，由于不需对每个开关状态评估估值函数，使得运算量大大减少，不需较高的开关频率即可完成相应的控制；且由于开关函数通过调制器得到，其开关频率固定，可与PI调节器使用相同的调制器；这一控制策略根据当前时刻的电压电流即刻对下一控制周期的状态作出反应，其对系统的动态响应迅速。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子变流技术领域，具体涉及基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法。

背景技术

准Z源逆变器由于以单级式变换克服了传统逆变器升压比的限制，且其直通状态不需要死区控制大大简化调试、减小输出侧干扰、提高逆变器系统稳定性。准Z源逆变器通过在传统逆变器的逆变桥中插入直通状态，即同一桥臂的上下两个开关管同时导通，对直流电源的输出电压进行升压。为了得到稳定的交流侧输出电压，准Z源逆变器直流母线电压的控制尤为重要，需控制其在直流电源电压变化时，始终保持稳定，从而使逆变桥变换后的交流输出电压稳定提供给负载或交流电网同步。

国内外学者先后针对准Z源逆变器直流母线电压提出了多种控制策略，例如比例-积分(Proportional-integral，PI)控制、模糊控制、滑模控制(Sliding mode control，SMC)、模型预测控制(Model predictive control，MPC)等。

比例-积分(PI)控制由于控制结构简单、易于实现，是较常用、研究较多的控制策略。学者们先后提出了单环PI控制通过控制准Z源网络电容电压来控制直流母线电压的稳定，或双环PI控制在电容电压中加一级内环比例或PI调节器控制的准Z源电容电流，从而提高整个控制系统的快速性与稳定性。然而，传统的PI控制对调节器参数的依懒性较高，参数的控制作用限制在一定的带宽内，这一带宽需经折中考虑系统响应的快速性和稳定性，当系统运行超出所设计的带宽，整体控制性能将降低，例如系统发散或动态响应减慢。有研究将模糊规则与微分调节器与PI调节器结合，提出了模糊PID(Proportional-integral-differential，PID)控制，以提高控制器的快速性，但却使控制器设计较为复杂。

模糊控制、神经网络控制、滑模控制、传统的模型预测控制策略的动态响应快，后两者由于较易于数字实现，近年来有相继较多的学者对此进行研究，例如用滑模控制储能型准Z源逆变器的电容电压、电池电流，以及滑模控制的单相准Z源逆变器并网控制；模型预测控制被用于传统准Z源逆变器、准Z源二极管钳位的三电平逆变器、准Z源级联多电平逆变器等。

滑模控制的准Z源逆变器直流母线电压或电容电压控制需对准Z源网络的两个电容电压都进行反馈检测，由于准Z源逆变器的两个电容电压不同，使得硬件成本较高，因此，这一方法较适用于Z源逆变器，因其两个电容的电压相同。

传统的模型预测控制实时检测准Z源电感电流、电容电压，通过电路的离散时间模型预测二者下一控制周期的状态，在准Z源逆变器的每个开关函数下，将预测得到的电感电流和电容电压分别与给定参考值进行比较，其中，使二者差值，即估值函数，最小的开关函数将作为下个周期的开关信号，用于控制逆变器。其对动态响应迅速、跟踪性能高，也易于数字实现。然而，其具有开关频率不固定、计算量大的显著不足，因而对功率器件和控制器的要求也较传统PI控制高。

发明内容

本发明的目的在于提供基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法，用以解决目前准Z源逆变器直流母线电压的控制需对每个开关状态评估估值函数、需要较高的开关频率、开关频率不固定、计算量大等显著不足的问题。

为实现上述目的，本发明提供基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法，所述控制方法包括：测量准Z源网络当前第k个控制周期的电容C₁电压v_C1[k]和电感电流i_L[k]；经离散预测模型第k+1个控制周期的直通占空比推导公式和第k+1个控制周期的电感电流给定值推导公式，结合当前第k个控制周期的直通占空比D_k，预测下个控制周期第k+1个控制周期所需的直通占空比D_k1；进行准Z源逆变器的PWM脉宽调制，从而得到相应的开通和关断脉冲控制准Z源逆变器功率开关S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆；使下个控制周期第k+1个控制周期的准Z源逆变器直流母线电感电流平均值和直流母线电压峰值达到参考目标值I*_L和V*_PN；其中，离散预测模型第k+1个控制周期的直通占空比推导公式为公式一：

其中，a₁＝1-T_s(R+r)/L，a₂＝2v_C1[k]-v_in[k]-Ri_PN[k]，a₃＝v_in[k]+Ri_PN[k]-v_C1[k]，T_s表示控制周期，L＝L₁＝L₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in[k]为第k个控制周期直流电源电压，iPN[k]为直流侧等效电流；及

离散预测模型第k+1个控制周期的电感电流给定值推导公式为公式二：

其中，C＝C₁＝C₂，i_L[k+1]为Z源逆变器网络电路中第k+1个控制周期的电感电流，T_s表示控制周期，i_PN[k]为直流侧等效电流。

进一步地，所述离散预测模型第k+1个控制周期的直通占空比推导公式公式一由准Z源网络第k+1个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+1]推导公式和准Z源网络第k+2个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+2]推导公式在条件下推导得出；其中，准Z源网络第k+1个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+1]推导公式为：

准Z源网络第k+2个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+2]推导公式为：

其中，T_s表示控制周期，L＝L₁＝L₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in[k]为第k个控制周期直流电源电压，i_PN[k]为直流侧等效电流。

进一步地，所述准Z源网络第k+2个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+2]推导公式由所述准Z源网络第k+1个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+1]推导公式推导得出。

进一步地，所述准Z源网络第k+1个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+1]推导公式由在第k个控制周期的准Z源电容C₁电流表达式和通过欧拉法则获得的准Z源电感电流的导数离散形式表达式推导得出，其中，在第k个控制周期的准Z源电容C₁电流表达式为：

其中，C＝C₁＝C₂，D_k，D_k1，…，和D_kn分别为第k，k+1，…，和k+n个控制周期的直通占空比，T_s表示控制周期，在一个控制周期T_s中非直通状态的作用时间为(1-D_kj)T_s，j∈{0,1,…,n}，i_PN[k]为直流侧等效电流；

通过欧拉法则获得的准Z源电感电流的导数离散形式表达式为：

其中，T_s表示控制周期。

进一步地，所述在第k个控制周期的准Z源电容C₁电流表达式由在直通状态时准Z源电容C₁的电流i_C1-ST表达式和在非直通状态时准Z源电容C₁电流i_C1-nST表达式推导得出，其中，在直通状态时准Z源电容C₁的电流i_C1-ST表达式为：

其中，C＝C₁＝C₂；

在非直通状态时准Z源电容C₁电流i_C1-nST表达式为：

其中，C＝C₁＝C₂，i_PN(t)为t时刻直流侧等效电流。

进一步地，所述离散预测模型第k+1个控制周期的电感电流给定值推导公式公式二由准Z源网络第k+1个控制周期电容电压离散平均值v_C1[k+1]推导公式和准Z源网络第k+2个控制周期电容电压离散平均值v_C1[k+2]推导公式在条件下推导得出；其中，准Z源网络第k+1个控制周期电容电压离散平均值v_C1[k+1]推导公式为：

准Z源网络第k+2个控制周期电容电压离散平均值v_C1[k+2]推导公式为：

其中，T_s表示控制周期，C＝C₁＝C₂，i_PN[k]为第k个控制周期准Z源逆变器直流侧等效电流，v_PN[k+2]为第k+2个控制周期准Z源逆变器直流母线电压。

进一步地，所述准Z源网络第k+2个控制周期电容电压离散平均值v_C1[k+2]推导公式由所述准Z源网络第k+1个控制周期电容电压离散平均值v_C1[k+1]推导公式推导得出。

进一步地，所述准Z源网络第k+1个控制周期电容电压离散平均值v_C1[k+1]推导公式由在第k个控制周期的准Z源电感电压表达式和通过欧拉法则获得的准Z源电容C₁电压的导数离散形式表达式推导得出，其中，在第k个控制周期的准Z源电感电压表达式为：

其中，L＝L₁＝L₂，D_k，D_k1，…，和D_kn分别为第k，k+1，…，和k+n个控制周期的直通占空比，T_s表示控制周期，在一个控制周期T_s中非直通状态的作用时间为(1-D_kj)T_s，j∈{0,1,…,n}，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in[k]为第k个控制周期直流电源电压，i_PN[k]为直流侧等效电流；

通过欧拉法则获得的准Z源电容C₁电压的导数离散形式表达式为：

其中，T_s表示控制周期。

进一步地，所述在第k个控制周期的准Z源电感电压表达式由在直通状态时准Z源电感电压v_L-ST表达式和在非直通状态时准Z源电感电压v_L-nST表达式推导得出，其中，在直通状态时准Z源电感电压v_L-ST表达式为：

其中，L＝L₁＝L₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻；

在非直通状态时准Z源电感电压v_L-nST表达式为：

其中，L＝L₁＝L₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in(t)为t时刻直流电源电压，i_PN(t)为t时刻直流侧等效电流。

进一步地，所述离散预测模型包括：在直通状态时，准Z源逆变器等效电路三个桥臂的其中一个桥臂的上、下两个功率开关同时导通，准Z源逆变器不对外输出电压；在非直通状态时，准Z源逆变器以与传统逆变器一致的方式运行，其包括：当调制波V_mk1比三角载波大时，逆变器工作在有效矢量状态，输出电压与功率；当调制波V_mk1比三角载波小时，逆变器则将工作于零矢量状态，不对外贡献电压与功率；对准Z源网络，在L₁＝L₂与C₁＝C₂时，i_L1＝i_L2与v_C2＝v_C1-v_in，其中，v_in为直流电源电压，i_L1和i_L2分别为电感L₁和L₂电流，v_C1和v_C2分别为电容C₁和C₂的电压，将i_L1和i_L2记作i_L，则准Z源网络的动态简化为一个二阶系统。

本发明具有如下优点：

本发明通过测量电感电流和电容电压的当前控制周期的值，结合预期的直流母线电压值，在所建立的预测模型基础上，直接预测下一控制周期所需要的直通占空比给调制器，在准Z源逆变器的调制策略下输出相应的开关函数给逆变桥，得到固定的开关频率，由于不需对每个开关状态评估估值函数，使得运算量大大减少，不需较高的开关频率即可完成相应的控制；且由于开关函数通过调制器得到，其开关频率固定，可与PI调节器使用相同的调制器；这一控制策略根据当前时刻的电压电流即刻对下一控制周期的状态作出反应，其对系统的动态响应迅速。基于此，本发明所提出的准Z源逆变器直流母线电压控制方法易于数字实现、开关频率固定、运算量小，从而节省系统开发成本，同时依然使直流母线电压的动态响应快、对给定值的跟踪性能好。

附图说明

图1为本发明公开的基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法的流程框图。

图2为本发明公开的基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法的示意图。

图3为准Z源逆变器的等效电路图，(a)为直通状态的准Z源逆变器的等效电路图；(b)为非直通状态的准Z源逆变器的等效电路图。

图4为准Z源电压电流波形示意图，(a)为准Z源电感电流和电压波形示意图；(b)为准Z源电容C₁电压和电流波形示意图。

图5为本发明所提出的基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法的仿真结果。从上到下依次为：直流电源电压v_in，预测所得直通占空比D，电容C₁电压v_C1，以及直流母线电压v_PN。

图6为基于双环PI调节器的准Z源直流母线电压控制策略的仿真结果。从上到下依次为：直流电源电压v_in，PI调节器得到的直通占空比D，电容C₁电压v_C1，以及直流母线电压v_PN。

图7为传统模型预测控制的仿真结果。从上到下依次为：直流电源电压v_in，直通占空比D＝(1-v_in/V_PN)/2，电容C₁电压v_C1，以及直流母线电压v_PN。

具体实施方式

以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

实施例1

如图1所示，本实施例公开的基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法包括：测量准Z源网络当前第k个控制周期的电容C₁电压v_C1[k]和电感电流i_L[k]；经离散预测模型第k+1个控制周期的直通占空比推导公式和第k+1个控制周期的电感电流给定值推导公式，结合当前第k个控制周期的直通占空比D_k，预测下个控制周期第k+1个控制周期所需的直通占空比D_k1；进行准Z源逆变器的PWM脉宽调制，从而得到相应的开通和关断脉冲控制准Z源逆变器功率开关S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆；使下个控制周期第k+1个控制周期的准Z源逆变器直流母线电感电流平均值和直流母线电压峰值达到参考目标值I^*_L和V^*_PN；

其中，离散预测模型第k+1个控制周期的直通占空比推导公式为公式一：

其中，a₁＝1-T_s(R+r)/L，a₂＝2v_C1[k]-v_in[k]-Ri_PN[k]，a₃＝v_in[k]+Ri_PN[k]-v_C1[k]，T_s表示控制周期，L＝L₁＝L₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in[k]为第k个控制周期直流电源电压，i_PN[k]为直流侧等效电流；及

离散预测模型第k+1个控制周期的电感电流给定值推导公式为公式二：

其中，C＝C₁＝C₂，i_L[k+1]为Z源逆变器网络电路中第k+1个控制周期的电感电流，T_s表示控制周期，i_PN[k]为直流侧等效电流。

如图2所示，本实施例提出的上述基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法，包括当前控制周期准Z源网络电感电流i_L[k]和电容电压v_C1[k]的检测，以及下个控制周期直通占空比D_k1的预测，从而进行准Z源的脉冲宽度调制(PWM)。

上述基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法首先需建立直流侧电感电流和电容电压的离散平均模型，然后以电感电流内环跟踪电流给定值I^*_L，与电压外环跟踪直流母线电压V^*_PN为例，说明所提出的基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法。其中，外环电压控制可作为单环使用控制直流母线电压跟踪给定值。

1、直流侧电感电流和电容电压的离散平均模型的建立

图3(a)和(b)分别为准Z源逆变器在直通(Shoot Through,ST)和非直通状态的等效电路。图中，v_in为直流电源电压，i_L1和i_L2分别为电感L₁和L₂电流，v_C1和v_C2分别为电容C₁和C₂的电压，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_PN为准Z源逆变器直流母线电压，i_PN为准Z源逆变器直流侧等效电流。在直通状态时，如图3(a)，准Z源逆变器等效电路三个桥臂的其中一个桥臂的上、下两个功率开关同时导通，准Z源逆变器不对外输出电压；在非直通状态时，如图3(b)，准Z源逆变器以与传统逆变器一致的方式运行，其包括：当调制波V_mk1比三角载波大时，逆变器工作在有效矢量状态，输出电压与功率；当调制波V_mk1比三角载波小时，逆变器则将工作于零矢量状态，不对外贡献电压与功率，其中，三角载波为幅值和频率恒定的等腰三角波，其周期决定于逆变器功率开关的控制周期T_s，其幅值为调制波幅值的基准值；调制波幅值相对三角载波幅值的变化决定逆变器功率开关在一个控制周期中开通和关断时间的长短；对准Z源网络，在L₁＝L₂与C₁＝C₂时，i_L1＝i_L2与v_C2＝v_C1-v_in，其中，v_in为直流电源电压，i_L1和i_L2分别为电感L₁和L₂电流，v_C1和v_C2分别为电容C₁和C₂的电压，将i_L1和i_L2记作i_L，则准Z源网络的动态简化为一个二阶系统(公式七和公式八为二阶函数公式)。由图3(a)可得，在直通状态时，准Z源电容C₁的电流i_C1-ST和电感电压v_L-ST表达式分别为公式三和公式四：

其中，L＝L₁＝L₂，C＝C₁＝C₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻；

由图3(b)可得，在非直通状态时，准Z源电容C₁电流i_C1-nST和电感电压v_L-nST表达式分别为公式五和公式六：

其中，L＝L₁＝L₂，C＝C₁＝C₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in(t)为t时刻直流电源电压，i_PN(t)为t时刻直流侧等效电流。

记D_k，D_k1，…，和D_kn分别为第k，k+1，…，和k+n个控制周期的直通占空比，则在一个控制周期T_s中非直通状态的作用时间为(1-D_kj)T_s，j∈{0,1,…,n}。由公式三至公式六，在第k个控制周期的准Z源电容C₁电流和电感电压表达式分别可写为公式七和公式八：

其中，L＝L₁＝L₂，C＝C₁＝C₂，T_s表示控制周期，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in[k]为第k个控制周期直流电源电压，i_PN[k]为直流侧等效电流；

通过欧拉法则获得的准Z源电感电流和电容C₁电压的导数离散形式表达式分别为公式九和公式十：

其中，T_s表示控制周期。

由公式七至公式十及图4可得准Z源网络第k+1个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+1]和电容电压离散平均值v_C1[k+1]推导公式分别为公式十一和公式十二：

其中，T_s表示控制周期，L＝L₁＝L₂，C＝C₁＝C₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in[k]为第k个控制周期直流电源电压，i_PN[k]为第k个控制周期准Z源逆变器直流侧等效电流，v_PN[k+2]为第k+2个控制周期准Z源逆变器直流母线电压。

2、内环电感电流

由公式十一所建立的离散平均电感电流推导公式，可得准Z源网络第k+2个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+2]推导公式为公式十三：

其中，T_s表示控制周期，L＝L₁＝L₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in[k]为第k个控制周期直流电源电压，i_PN[k]为直流侧等效电流。此处由于i_PN[k+1]相对于i_PN[k]的变化、v_C1[k+1]相对于v_C1[k]的变化、以及v_in[k+1]相对于v_in[k]的变化均对i_L[k+2]的影响不大，因此，上述公式十三中直接用i_PN[k]、v_C1[k]以及v_in[k]分别代替i_PN[k+1]、v_C1[k+1]以及v_in[k+1]。

直通占空比D_k1第k+1个控制周期的控制目标为确保电流给定的参考目标值I^*_L与第k+2个控制周期电感电流离散平均值i_L[k+2]之间误差为零，如图4(a)所示，即公式十四：

将公式十一和公式十四代入公式十三，则可推导得离散预测模型第k+1个控制周期的直通占空比D_k1推导公式为公式一：

其中，a₁＝1-T_s(R+r)/L，a₂＝2v_C1[k]-v_in[k]-Ri_PN[k]，a₃＝v_in[k]+Ri_PN[k]-v_C1[k]，T_s表示控制周期，L＝L₁＝L₂，R和r分别为准Z源网络电容和电感的杂散内阻，v_in[k]为第k个控制周期直流电源电压，i_PN[k]为直流侧等效电流。

3、外环直流母线电压

由公式十二所建立的电容电压离散平均值v_C1[k+1]推导公式，可得准Z源网络第k+2个控制周期电容电压离散平均值v_C1[k+2]推导公式为公式十五：

其中，T_s表示控制周期，C＝C₁＝C₂，i_PN[k]为第k个控制周期准Z源逆变器直流侧等效电流，v_PN[k+2]为第k+2个控制周期准Z源逆变器直流母线电压。此处由于i_PN[k+1]相对于i_PN[k]的变化对v_C1[k+2]的影响不大，因此，上述公式十五中直接用i_PN[k]代替i_PN[k+1]。

外环电压的控制目标为确保第k+2个控制周期准Z源逆变器直流母线电压V_PN[k+2]跟踪给定的参考目标值V^*_PN，即公式十六

将公式十二和公式十六代入公式十五，则可推导得离散预测模型第k+1个控制周期的电感电流给定值推导公式为公式二：

其中，C＝C₁＝C₂，i_L[k+1]为Z源逆变器网络电路中第k+1个控制周期的电感电流，T_s表示控制周期，i_PN[k]为直流侧等效电流。

将公式二代入公式一，第k+1个控制周期所需的保持直流母线电压恒定的直通占空比D_k1，则通过当前控制周期检测得到的准Z源电感电流和电容电压预测得到。

由以上本实施例的实现过程可见，本发明所提出的基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法，不需额外的比例-积分调节器参数设计、估值函数的评估、开关状态的选择等，而是直接预测得到调制器所需的直通占空比，进而得到相应的开关状态。因此，相对传统模型预测控制，本发明的方法大大降低运算量而保持固定的开关频率；相对PI控制，其简化了控制设计，且由于与调节器参数无关而控制的稳定性提高。

实施例2

本实施例所提出的基于直通占空比预测准Z源逆变器直流母线电压控制方法，以图2所示的准Z源逆变器与所提出的预测控制结构，在MATLAB/Simulink进行了仿真研究。其中，准Z源网络电感和电容分别为500μH和470μF，所需要维持恒定的逆变器直流母线电压参考目标值为V^*_PN＝150V。为研究本实施例所提出方法对直流母线电压的控制，仿真过程中，在0.3s时，输出直流电压从110V突降到90V，图5为直流电源电压v_in，预测所得直通占空比D，电容C₁电压v_C1，以及直流母线电压v_PN在本实施例所提出的预测控制下的仿真结果；图6和7分别为采用双环PI控制和传统模型预测控制的仿真结果。其中，传统模型预测控制的直通占空比由准Z源逆变器的运行原理D＝(1-v_in/V_PN)/2计算得到，因其没有直接的直通占空比。

当直流电源电压分别为110V和90V时，据准Z源逆变器的工作原理，为得到150V的直流母线电压，所需要的直通占空比分别为0.133和0.2，而电容v_C1电压的理论值为130V和120V。

从图5-7可见，在本发明所提出的预测控制下，直通占空比在直流输入电压变化前后分别为0.133和0.2，电容电压分别为130V和120V，与理论计算值一致，且与其他两种方法控制时的稳态值一致，说明了所提出方法的有效性，从而维持直流母线电压的恒定。此外，当输出电压从110V瞬间降低到90V时，本发明提出的方法将直通占空比快速预测调节到所需要维持直流母线电压平衡的值，而无需其他调节器参数设计等。

对比图5-7可见，在20V的电压瞬间变化工况下，准Z源逆变器直流母线电压在所提出的预测直通占空比控制下，能快速地将直通占空比调节到所需的值，从而维持直流母线电压恒定。其跟踪给定的速度与传统模型预测控制相当，都比PI调节器的响应快，而每个控制周期的运算量却比传统模型预测控制大大减小。

本发明基于准Z源网络电感电流和电容电压的离散平均值直接预测下个周期的直通占空比给准Z源逆变器的调制器；易于数字实现，且达到与传统模型预测控制相当的动态、静态控制性能；与PI控制相比，无额外的比例、积分等参数设计，且动态响应迅速，稳态误差小；与传统模型预测控制相比，开关频率固定，且每控制周期仅进行一次直通占空比预测运算，而不需对每个开关状态进行价值函数的评估，从而大大降低运算量及对控制器的要求。

虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。