串联能量存储装置的均压电路及含有该电路的均压系统

摘要

串联能量存储装置的均压电路及含有该电路的均压系统，涉及大规模串联储能单体电压均衡技术领域。本发明是为了解决现有储能单体均衡技术存在模块化程度低、均衡速度慢的问题。串联能量存储装置的均压电路，每个储能单体的两端并联有一个一次侧绕组，多绕组变压器的二次侧绕组与能量存储装置串联成闭合回路，i个一次侧绕组的匝数均相同；储能单体与一次侧绕组之间通过一个开关电路控制储能单体的充、放电，所有开关电路的驱动信号均相同。m个均压电路之间采用m个级联的半桥变换器和1个Boost变换器实现电路之间的电压均衡。

说明书

技术领域

本发明属于大规模串联储能单体电压均衡技术领域。

背景技术

随着新能源技术的不断进步，新能源车辆以及分布式能源的广泛应用，储能装置得到快速的发展与应用。制约储能装置大范围广泛应用的关键技术之一是串联储能单体间的快速均衡技术。储能单体，如超级电容，锂电池，铅蓄电池等，单体电压较低，需要大量单体串联使用。由于单体参数的不一致，在使用过程中会导致串联单体电压不均衡。电压过高的单体使用寿命衰减较快，从而影响整个储能装置的使用寿命；电压过低的单体不能充分的利用其电能存储能力，因此需要电压均衡装置使各储能单体电压达到一致。目前存在的储能单体均衡技术主要存在以下三个问题：

1、模块化程度低，不适用于高压储能系统；

2、均衡速度慢，不适用于超级电容，动力电池等大功率应用的场合；

3、系统成本高。

发明内容

本发明是为了解决现有储能单体均衡技术存在模块化程度低、均衡速度慢的问题，现提供串联能量存储装置的均压电路及含有该电路的均压系统。

串联能量存储装置的均压电路，能量存储装置为i个相互串联的储能单体，i为大于1的整数，

均压电路包括多绕组变压器，多绕组变压器包括i个一次侧绕组和1个二次侧绕组；

每个储能单体的两端并联有一个一次侧绕组，多绕组变压器的二次侧绕组与能量存储装置串联成闭合回路，i个一次侧绕组的匝数均相同；

储能单体与一次侧绕组之间通过一个开关电路控制储能单体的充、放电，所有开关电路的驱动信号均相同。

含有上述均压电路的均压系统，均压系统针对m组能量存储装置进行均压，m组能量存储装置串联，

均压系统包括m个均压电路1、m个级联的半桥变换器2和1个Boost变换器3，m为大于1的整数，

组内电压均衡通过均压电路1、并采用多绕组变压器方式实现，

多绕组变压器的二次侧还包括一个绕组，该绕组用于将变压器的励磁能量取出给半桥变换器2，

组间电压均衡通过m个级联的半桥变换器2和1个Boost变换器3、并采用变压器励磁能量全反馈实现。

本发明所述的串联能量存储装置的均压电路及含有该电路的均压系统。提出一种储能单体快速均衡技术，将储能系统分成m组，每一组有i个储能单体。组内采用多变压器绕组均衡方式，组内控制采用多绕组变压器均衡技术，高电压单体直接通过变压器绕组向低压单体放电，能够实现较快的均衡速度。组与组之间采用级联半桥变换器与Boost电路相结合的组能量反馈式均衡策略，组间采用变压器激磁能量全反馈技术以实现最快的组间均衡速度。具体效果如下：

1、具有广泛的适用性。能适用于超级电容、锂电池，铅蓄电池等储能单体。

2、均衡速度快。组间均衡时高电压单体直接对低电压单体充电，均衡速度得到了100％的提高。

3、模块化程度高。模组内均衡与模组之间均衡分别独立控制，模块化程度高。

4、成本低。每个储能单体对应一个开关管以及一个变压器绕组即可，成本降低了50％。

5、效率提高了20％。属于主动式均衡，均衡过程中几乎全部能量反馈回储能系统。

附图说明

图1为串联能量存储装置的均压电路的结构图；

图2为含有均压电路的均压系统的结构示意图；

图3为当i＝3时均压电路的结构示意图；

图4为图3所示电路中参数的波形图；

图5为半桥变换器的电路结构示意图；

图6为半桥变换器的的工作原理图；

图7为Boost变换器与能量系统的简化电路图；

图8为带有滞环电流控制的Boost变换器电路图；

图9为图8所示电路中参数的波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式所述的串联能量存储装置的均压电路，能量存储装置为i个相互串联的储能单体，i为大于1的整数，

所述均压电路包括多绕组变压器，多绕组变压器包括i个一次侧绕组和1个二次侧绕组。每个储能单体通过一个开关电路与1个一次侧绕组串联，多绕组变压器的二次侧绕组与串联能量存储装置并联。

开关电路包括：等效电阻、漏感和开关管，该开关管为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应管)开关管；储能单体、等效电阻、漏感、一次侧绕组和开关管依次串联形成闭合回路。

每个储能单体所对应的MOSFET采用同一个PWM信号驱动，当MOSFET开通时高电压储能单体的能量通过多绕组变压器转移到低电压储能单体。当MOSFET关闭时多绕组变压器复位，励磁能量反馈回能量存储装置自身。

具体实施方式二：参照图2具体说明本实施方式，本实施方式是含有具体实施方式一所述的均压电路的均压系统，包括组内均衡部分和组间均衡部分；

组内均衡部分包括m个均压电路1，m个均压电路1中的能量存储装置相互串联构成储能系统，m为大于1的整数。组内均衡部分采用多绕组变压器实现组内电压均衡。

具体的：多绕组变压器二次侧有两个绕组n_s1m与n_s2m，其中，n_s1m负责将变压器励磁能量反馈能量存储装置自身；n_s2m负责将变压器励磁能量取出，并通过Boost变换器反馈回整个储能系统。每个储能单体所对应的MOSFET采用同一个PWM信号驱动，当MOSFET开通时高电压单体的能量通过变压器转移到低电压单体。当MOSFET关闭时变压器复位，励磁能量反馈回能量存储装置自身或者被取出用于存储装置间均衡。

组间均衡部分包括m个半桥变换器2和1个Boost变换器3。m个均压电路1分别与m个半桥变换器2一一对应，均压电路中多绕组变压器还包括一个二次侧绕组，半桥变换器2通过该绕组将多绕组变压器中的能量取出，m个半桥变换器2输出级联在一起作为Boost变换器3的输入，Boost变换器3用于将能量转移至储能系统中。

组间均衡原理是将高电压模组的能量通过变压器励磁能量的形式取出，然后再将该能量反馈回储能系统，从而实现高电压模组电压下降，从而达到均衡的目的。组内均衡部分与组间均衡部分之间独立控制无耦合关系。组内均衡部分采用多绕组变压器均衡技术，组内均衡部分采用级联半桥输出与Boost变换器相结合的变压器励磁能量全反馈方式。

变压器励磁能量的取出是通过可级联的m个半桥变换器2实现的。当其中一个能量存储装置电压高于m个能量存储装置的平均电压时，半桥变换器2上桥臂开通。控制半桥变换器滤波电容电压小于能量存储装置电压，那么变压器励磁能量将全部转移至滤波电容中。将各半桥变换器2的输出级联，然后作为Boost变换器的输入。Boost变换器工作在滞环电流模式，负责将滤波电容中的能量转移回储能系统。此时便实现了高电压储能模组的能量转移。取任一能量存储装置(以下称k模组)进行说明，具体的如下：

当k模组电压小于平均电压(m个能量存储装置的电压平均值)时，变压器励磁能量全部反馈回自身绕组。此时应将半桥变换器中的半桥上桥臂关闭，下桥臂打开，励磁能量通过二次侧绕组n_s1m反馈回自身。

当k模组电压大于平均电压时，应将励磁能量全部取出并反馈回整个储能系统，以减小该模组电压使其趋于平均值。即：半桥变换器中的上桥臂打开，下桥臂关闭，此时励磁能量通过二次侧绕组n_s2m反馈回整个储能系统。具体的：首先转移至半桥变换器的输出滤波电容中。各个半桥变换器输出级联在一起作为Boost变换器的输入。Boost变换器将滤波电容中的能量反馈回整个储能系统。考虑到系统的稳定性，Boost变换器采用具有自稳定性能的滞环电流控制策略。

具体实施例：假设i＝3，能量存储装置中包括3个储能单体，分别记为B₁、B₂和B₃，分别对应电压为V_B1、V_B2和V_B3，且满足V_B1>V_B3>(V_B1+V_B2+V_B3)/3>V_B2。则有：

第一部分：组内均衡

该能量存储装置电压小于平均电压，励磁能量反馈回能量存储装置自身。如图3所示，储能单体B₁、B₂和B₃分别通过开关S₁、S₂和S₃连接至三个独立的匝比相同的变压器绕组，且开关S₁、S₂和S₃由同一个PWM信号驱动。R_ei(i＝1，2，3)是等效电阻，L_si(i＝1，2，3)是漏感。图4示出了驱动以及主要工作参数的波形。

当开关S₁、S₂和S₃开通时，变压器T一次侧电压V_pi可以表示为式(1)所示，

V_pi≈(V_B1+V_B2+V_B3)/3>

各绕组电流I_i可以表示为式(2)所示：

励磁电压V_m可以表示为式(3)所示：

V_m＝V_pin_s/n_p(3)

其中，i＝1，2，3；n_s/n_p为变压器匝比。

如图4所示，T_s为一个PWM的周期，t表示时间。

当开关S₁、S₂和S₃开通时，储能单体B₁和B₃电压高于能量存储装置内平均电压，因此B₁和B₃放电，且由于V_B1>V_B3，故放电电流I₁>I₃。储能单体B₂电压低于能量存储装置内平均电压，因此B₂单体被充电，且充电电流为I₂。如此便实现了高电压单体放电，低电压单体充电，实现了高压单体的能量向低压单体的转移。

当开关S₁、S₂和S₃关闭时，变压器T开始磁芯复位。变压器激磁电感中的能量通过二次侧绕组n_s11反馈回能量存储装置。

此时励磁电压V_m可表示为式(4)所示：

V_m＝-(V_B1+V_B2+V_B3)(4)

根据“伏秒原理”，变压器若要完全磁芯复位，应满足占空比关系为式(5)所示：

第二部分：级联半桥变换器

如图5所示，第i级联半桥变换器包括：整流二极管D_Ri、滤波电容C_oi以及半桥变换器上桥臂SH_i和下桥臂SL_i，其工作流程如图6所示。半桥变换器工作是根据励磁电压V_m进行的，当励磁电压V_m大于平均电压V_average时，上桥臂SH_i开启，下桥臂SL_i关闭。此时半桥变换器输出电压为u_moi＝u_oi。与Boost变换器配合，可以将滤波电容C_oi中的能量转移至储能系统中。只要让u_moi＝u_oi<V_m，那么变压器中的励磁能量就会全部转移至滤波电容C_oi中，然后Boost变换器再将滤波电容C_oi中的能量转移至储能系统。如此便可实现高电压储能模组放电，而释放的电能又被反馈回整个储能系统，如此高电压模组的电压就会降低。

当励磁电压V_m小于平均电压V_average时，上桥臂SH_i关闭，下桥臂SL_i开启。此时半桥变换器输出电压u_moi＝0，该半桥变换器输出相当于导线。由于上桥臂SH_i的关闭，励磁能量只能通过二次侧绕组n_s1m反馈回模组自身，如此该模组自身的能量没有减少，电压不会降低。

根据以上的分析可以得知，半桥变换器输出电压可以表示为式(6)所示：

第三部分：Boost能量反馈

Boost变换器主要负责将各半桥变换器滤波电容中的能量反馈回储能系统。Boost变换器的输入为级联半桥变换器输出U_e，U_e表示为式(7)所示：

此时Boost变换器可以等效为如图7所示，输入电压为U_e，输出电压为储能系统总电压。由于输入电压变化剧烈，系统不易稳定，因此应该采用具有自稳定性能的滞环电流控制策略。Boost变换器滞环电流控制策略如图8所示，滞环电流控制由一个RS触发器以及两个比较器组成，其工作波形如图9所示。

如图8所示，输入电流i_L的最大电流值设定为i_Lp，最小设定电流为i_Lmin。当电感电流i_L大于最大电流i_Lp时，RS触发器输入R为有效电平，此时RS触发器输出为低，开关S被关闭。在开关S被关闭后，电感电流i_L开始下降，当电流i_L下降至i_Lmin时，RS触发器输入S为有效电平，此时RS触发器输出为高，开关S被打开。如此便可以将电流i_L限制在最小值i_Lmin与最大值i_Lp之间。