一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法

摘要

本发明公开了一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法，包括：采集电机定子A相、B相电流和逆变器直流母线电压，计算对应C相电流；经过坐标变换得到异步电机定子电流在αβ坐标系下的α轴分量和β轴分量；建立自适应滑模观测器，计算出转子估计旋转角速度、模型电机控制量和电机转子估计磁场位置角；设计电流内环控制器，用滑模控制方法将估计转速直接作为控制量，并通过Lyapunov非线性设计法判断稳定，计算出实际控制量在dq坐标系下的d轴分量和q轴分量；经过坐标变换得到实际控制量在αβ坐标系下的α轴分量和β轴分量；进行SVPWM，得到六路PWM信号实现对异步电机的控制。本发明基于自适应滑模观测器的转子磁链观测来估计异步电机的转速，不事先获取相位差信息情况下，通过调节模型电机控制量的自适应律参数使得模型电机电流与实际电机电流之间的误差为零，满足实时控制的要求，响应速度更快，能实现电机的大转矩负载状态下直接启动，并削弱抖振。

说明书

技术领域

本发明属于电机控制领域，具体涉及一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法。

背景技术

在高性能电机伺服系统中，为了获得准确的电机转速信号，一般需要安装光电编码器等速度传感器反馈转速信号，从而实现闭环控制。但是，随着对控制要求的提升，使用速度传感器会导致系统成本增加，硬件结构变得更加复杂，从而降低了可靠性，无法应用于恶劣的环境，上述问题极大地制约了异步电机的应用。到目前为止，研究人员提出了很多无速度传感器的控制方法，但其中大多数是从电机的数学模型角度出发来设计辨识算法，由于其算法复杂、计算量大较大，因而无法实现电机在大转矩负载状态下的启动。

发明内容

为解决现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法。

为了实现上述目标，本发明采用如下的技术方案：一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法，包括：

步骤一，采集电机定子A相、B相电流和逆变器直流母线电压，并计算对应C相电流；

步骤二，将A相、B相和C相电流进行变换，得到异步电机定子电流在αβ坐标系下的α轴分量和β轴分量；

步骤三，建立基于旋转坐标系的自适应滑模观测器，其中转子磁链矢量ψ和d轴方向一致；

步骤四，计算转子估计旋转角速度和模型电机控制量u₁；

步骤五，计算电机转子估计磁场位置角

步骤六，设计电流内环控制器，通过Lyapunov非线性设计法判断稳定，并计算出实际控制量在dq坐标系下的d轴分量S_d和q轴分量S_q；

步骤七，将实际控制量在dq坐标系下的d轴分量S_d和q轴分量S_q进行变换，得到实际控制量在αβ坐标系下的α轴分量和β轴分量；

步骤八，计算电机定子电流在dq坐标系下d轴分量、q轴分量的估计值及转子磁链在d 轴分量、q轴分量的估计值。

步骤九，将实际控制量在αβ坐标系下的α轴分量和β轴分量进行SVPWM，得到六路PWM信号进行控制；并返回步骤一，循环控制。

优选地，基于旋转坐标系的自适应滑模观测器中的模型电机的数学模型满足以下公式：

其中，σ为电机漏磁系数，T_r为转子电磁时间常数，为转子估计旋转角速度，ω_k为旋转坐标系下相对a-b-c参照系下的旋转角速度，u_d、u_q为定子电压在d轴和>d、i_q为定子实际电流在d轴和q轴上的分量；为定子估计电流在d轴和q轴上的分量；为转子估计磁链在d轴上分量；为转子估计磁链在q轴上分量；R_s为电机定子相电阻；R_r为电机折算到定子侧转子相电阻；L_S为电机定子等效两相绕组间的自感；L_r为电机转子等效两相绕组间的自感；L_m为电机定子等效两相绕组间的互感。

优选地，转子估计旋转角速度模型电机控制量u₁的计算公式如下：

其中，为电流误差，为磁链误差，k₁、k₂为滑模增益，k_i为电流观测误差积分项系数，sig(x)为sigmoid函数。

优选地，模型电机控制量u₁的计算公式中的sigmoid函数满足以下公式：

其中，a为sigmoid常数。

优选地，电机转子估计磁场位置角的计算公式如下：

其中，

优选地，计算实际控制量在dq坐标系下的d轴分量S_d和q轴分量S_q的步骤包括：

将转速设定值与估计转速相减得到电机转速的差值，并作为转速外环PI控制器的输入，将磁链设定值与估计磁链值相减得到电机磁链的差值，并作为磁链PI控制器的输入，计算出电机定子电流在dq坐标系下d轴分量和q轴分量的设定值

利用电机转子磁场位置角估计值，将电机定子电流在αβ坐标系下的α轴分量和β轴分量进行Park变换，得到电机定子电流在dq坐标系下d轴分量和q轴分量的实际值；

将得到的电机定子电流在dq坐标系下d轴分量和q轴分量的设定值和实际值差值作为内环电流控制器的输入，得到实际控制量在dq坐标系下d轴分量和q轴分量。

优选地，电流内环控制器采用Lyapunov直接法进行设计，所选取的Lyapunov函数满足以下公式：

其中，K_i为积分系数。

优选地，实际控制量在dq坐标系下的d轴分量S_d和q轴分量S_q的计算公式如下：

本发明的有益之处在于：

本发明是基于自适应滑模观测器的转子磁链观测来估计异步电机的转速，以常规假定旋转坐标法为基础，结合模型电机，利用转子磁链定向的形式，在dq坐标系中进行滑模辨识，为使转子估计磁链能够迅速跟踪实际磁链矢量，利用Lyapunov非线性控制设计法直接得到估计转速的自适应律，而不需要事先获取相位差信息，让模型电机电流与实际电机电流之间的误差为零。电机电流控制采用Lyapunov法进行，保证构造的函数导数负定，实现系统的全局稳定。响应速度快，并能实现电机的大转矩负载状态下直接启动，削弱了抖振。

附图说明

图1是本发明具体实施方式的一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法的控制框图；

图2是本发明具体实施方式的一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法的控制算法流程图；

图3是本发明具体实施方式的一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法的转速曲线；设定初始转速设定值100rad/s，在0.5s时改变转速设定值为-100rad/s，仿真结果如图3所示。

图4是本发明具体实施方式的一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法的转子磁场位置角曲线；其中转子估计磁场位置角的余弦波形为转子实际磁场位置角θ_r的余弦波形为cosθ_r，仿真结果如图4所示。

图5是本发明具体实施方式的一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法的转矩曲线。设定的初始恒转矩负载为10N/m，摩擦性负载为10N/m，在0.5s时改变转速方向。

从仿真结果可以看出，在大转矩情况下，采用基于旋转坐标系自适应滑模观测器能有效跟踪转子磁场位置，且响应速度快，转速和转矩能够迅速达到期望值，能够实现异步电机的大转矩负载状态下直接启动。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作具体的介绍。

参照图1(能否对附图1的控制框图做一个简要的说明，这样可以充实说明书的内容，更好的解释权利要求)(以旋转坐标法为基础，结合模型电机法，通过Lyapunov非线性设计法得到估计转速的自适应律，并采用滑模控制方法对模型电机电流进行控制，准确定位转子位置角，使模型电机电流与实际电机电流之间的误差为零，能高效的实现大转矩启动。)

参照图1和图2的流程图所示，本发明一种适用于异步电机大转矩启动的无速度传感器控制方法，包括：

一、采集电机定子A相电流i_A、B相电流i_B和逆变器直流母线电压U_dc，并计算对应C相电流i_C；

二、将A相、B相和C相电流进行变换，得到异步电机定子电流在αβ坐标系下的α轴分量i_α和β轴分量i_β；

三、建立基于旋转坐标系的自适应滑模观测器，计算转子估计旋转角速度和模型电机控制量u₁，计算电机转子估计磁场位置角

实际电机模型：

建立估计电机模型：

其中，σ为电机漏磁系数，T_r为转子电磁时间常数，为转子估计旋转角速度；ω_r为转子实际旋转角速度；ω_k为旋转坐标系下相对a-b-c参照系下的旋转角速度；u_d、u_q为定子电压在d轴和q轴上的分量；i_d、i_q为定子实际电流在d轴和q轴上的分量；为定子估计电流在d轴和q轴上的分量；为转子估计转子磁链在d轴和q轴上分量；R_s为电机定子相电阻；R_r为电机折算到定子侧转子相电阻；L_s为电机定子等效两相绕组间的自感；L_r为电机转子等效两相绕组间的自感；L_m为电机定子等效两相绕组间的互感；n_p电机的极对数；J为电机的转动惯量；T_L为电机的负载转矩。

建立模型时可规定转子磁链矢量ψ和d轴方向一致，故ψ只有d轴分量，而转子磁链q轴分量为零，于是估计电机模型可以表示为：

用式(1)减去式(3)，如果两式中电机参数完全一致，得电机误差方程：

其中，为电流误差，为磁链误差；式中u₁为模型电机的控制量。

为保证式(4)中的电流误差、磁链误差为0，引入电流观测误差积分项，取Lyapunov函数：

式中，k_i1为电流观测误差积分项系数。

对式(5)求导，得：

将式(4)代入式(6)，得：

比较式(1)和式(3)，同时由式(4)可知，当系统稳定时，两函数导数负定，则有：且由于引入了电流误差积分项，因此即可以得到：

不妨令：

式(9)中u₁的平均值将等于0，两电机完全同步，同时依据式(4)此时可得：

由式(10)可知，稳定时u₁＝0，显然积分由式(9)可得估计转速的自适应律为：

其中k₁、k₂为滑模增益，估计转子磁场位置角即为：

其中

四、设计电流内环控制器，计算出实际控制量在dq坐标系下的d轴分量S_d和q轴分量S_q。具体方法如下：

整个控制系统的目标是使收敛到设定值i_d^*，收敛到设定值i_q^*，其中i_d^*和i_q^*为：

为消除稳态误差，引入误差积分项，于是，定义Lyapunov函数：

由式(3)可知，若将和用来进行控制，由于和的状态方程中含有控制量，而控制量采用滑模控制，因此，势必会将脉动引进控制环节，影响控制器的稳定性。

然而，一旦模型电机和实际异步电机完全同步，即和i_d、i_q完全相同，那么，控制器中的就可以用实际i_d、i_q来代替，因此，式(14)定义的Lyapunov函数即变为：

其中，K_i为积分系数。

需要对定义的Lyapunov函数进行判稳，对式(15)求导，得：

由于两电机完全同步时，有ψ_q＝0、因此，式(1)变成：

将式(17)代入式(16)，得：

令：

其中，K_p为比例系数。

则，式(16)变为：

显然，当x≠0时，满足Lyapunov意义下的稳定。同时，将式(19)变形可得到实际控制律为：

五、将实际控制量在dq坐标系下的d轴分量S_d和q轴分量S_q进行变换，得到实际控制量在αβ坐标系下的α轴分量和β轴分量；

六、计算电机定子电流在dq坐标系下d轴分量、q轴分量的估计值及转子磁链在d轴分量、q轴分量的估计值。

七、将实际控制量在αβ坐标系下的α轴分量和β轴分量进行SVPWM，得到六路PWM 信号实现对异步电机的控制，返回第一步，循环控制。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和优点。本行业的技术人员应该了解，上述实施例不以任何形式限制本发明，凡采用等同替换或等效变换的方式所获得的技术方案，均落在本发明的保护范围内。