电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法

摘要

电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法，属于电机控制技术领域。本发明是为了解决现有感应电机高速弱磁控制方法中的电压闭环弱磁控制在电压拓展区的动态性能差，并且直流母线电压的利用率低的问题。它首先设置电压调整参数kext，经过电压给定可调弱磁控制器处理后获得弱磁因子；然后计算获得转矩分量限幅初始值；再由对给定转子转速和实际转子转速的处理，最终获得q轴给定电压值和d轴给定电压值；感应电机在过渡段由自限位模块进行控制，然后进入弱磁一区；在弱磁二区，通过PI调节使输出的|usd|稳定至直到转子转速达到给定值。本发明用于感应电机的电压拓展区弱磁运行控制。

说明书

技术领域

本发明涉及电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法，属于电机控制技术领域。

背景技术

随着科技的发展，需要电机高速运行的场合越来越多，如数控机床、电动汽车、空调或冰箱的压缩机等。这些场合对感应电机调速提出了更多的要求，如：调速范围宽，高速运行稳定，最大转矩输出能力，对电压电流资源的充分利用，响应速度快等。高速电机具有如下优点：一是由于转速高，而体积小于普通电机，可以有效的节约材料。二是可与原动机相连，取消了传统的减速机构，传动效率高，噪音小。三是由于高速电机转动惯量小，所以动态响应快。目前，高速加工技术越来越受到人们的关注，它不仅可获得更大的生产率，而且还可获得很高的加工质量，并可降低生产成本，因而被认为是21世纪最有发展前途的先进制造技术之一。在先进工业国家，高速加工技术已广泛应用于航空、航天及模具行业。在近五年中，我国的高速加工技术也取得了长足的进步。

交流电机高性能调速的关键在于是否能够迅速而准确地控制其瞬态磁转矩，尤其是在分区之间过渡的时候，这时往往是dq轴电流波动最大的时候。在现有的感应电机高速弱磁控制方法中电压闭环的弱磁控制(VCFS)由于其易实现并且对参数变化的低敏感性而被视为一个非常成功的控制策略。

但是，VCFS系统中存在如下两个问题：

1.即使使用SVPWM的调制方法产生触发脉冲也只能使输出的三相相电压幅值达到直流母线电压的而SVPWM模块能够输出的最大电压矢量幅值为2U_dc/3，这就产生了对直流母线电压资源的浪费，这里将未利用的电压区域定义为电压拓展区。

2.将由恒转矩区到弱磁区的过渡区定义为“过渡段”。系统从恒转矩区运行至弱磁区时，过渡段的动态特性显著下降。

发明内容

本发明目的是为了解决现有感应电机高速弱磁控制方法中的电压闭环弱磁控制在电压拓展区的动态性能差，并且直流母线电压的利用率低的问题，提供了一种电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法。

本发明所述电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法，使用于感应电机系统处于电压拓展区弱磁运行状态下，它包括以下步骤：

步骤一：在电压给定可调弱磁控制器中设置电压调整参数k_ext，电压调整参数k_ext通过电压给定可调弱磁控制器中的电压给定可调单元调整后，获得电压给定值其中u_αβ为逆变器输出电压，U_dc为直流母线电压；电压给定值再经过电压给定可调弱磁控制器的PI调节及限幅作用，输出弱磁因子i_sd,weaken，弱磁因子i_sd,weaken的初始值为0；

步骤二：设定初始定子电流励磁分量值为i_sd,rated，将初始定子电流励磁分量值i_sd,rated与弱磁因子i_sd,weaken叠加得到励磁电流给定值i_sd,ref，由此计算获得转矩分量限幅初始值i_sq,limit：

式中i_smax为最大允许电流值；

步骤三：采用测速码盘采集实际转子转速ω_r，将给定转子转速ω_r,ref与实际转子转速ω_r作差后再经过PI调节得到定子电流转矩分量给定值i_sq,ref；定子电流转矩分量给定值>sq,ref和励磁电流给定值i_sd,ref经电流调节器调节后分别获得q轴给定电压值u^*_sq和d轴给定电压值

步骤四：当给定电压等于逆变器极限输出电压u_smax时，其中感应电机进入过渡段；此时采用电压给定可调弱磁控制器中的自限位模块重新分配给定电压

设定自限位模块的开关量switch的初始值为0，对u^*_sq和i_sd,weaken的值进行在线监控，当u^*_sq＞u_sq，且i_sd,weaken＜0时，将switch的值置1，并使q轴给定电压值u^*_sq的限幅值为当前逆变器实际输出q轴电压值u_sq-ins；其中u_sq为逆变器实际输出q轴电压值；

当u^*_sq＜u_sq时，标志着过渡段结束，将q轴给定电压值u^*_sq的限幅值设置为原默认值；同时将switch的值重置为0，感应电机运行进入弱磁一区；

步骤五：当时，感应电机运行进入弱磁二区，其中u_sd为逆变器实际输出d轴电压值；通过PI的调节作用，使在时，最终输出的|u_sd|稳定至从而使感应电机维持这种运行状态直到转子转速达到给定值，完成感应电机在电压拓展区弱磁运行的高速控制。

本发明的优点：本发明方法能够进一步拓宽感应电机的最大转矩输出能力，优化电机快速加速过程中的动态性能。

本发明通过选取适当的电压调整参数k_ext，增大了输出最大转矩，提高了直流母线电压的利用率，加快了电机转速的提升速率，同时不会引起转矩脉动的过度增大。

通过加入SLLB模块对电压拓展区q轴电压限幅，消除了q轴电流调节器错误积分引起的动态问题，在电压拓展区重新分配了给定电压，使在电压拓展区的升速过程中有更好的动态特性。并且SLLB模块只在过渡段发挥作用，因此不会影响恒转矩区和弱磁区的控制性能。

附图说明

图1是本发明所述电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法的结构框图；

图2是引入电压调整参数后的最大电压轨迹图；

图3是电压给定可调弱磁控制器的组成框图；

图4是SLLB模块工作流程图；

图5是加入SLLB模块后给定电压矢量在电压拓展区变化示意图；

图6是本发明方法与现有技术的控制方法中给定电压及实际电压矢量轨迹对比图；

其中图6(a)为改进前给定电压矢量轨迹波形图；图6(b)为改进后给定电压矢量轨迹波形图；图6(c)为改进前实际电压矢量轨迹波形图；图6(d)为改进后实际电压矢量轨迹波形图；

图7是本发明方法与现有技术的控制方法中电压拓展区内dq轴电流对给定值的跟踪情况对比；

其中图7(a)为改进前d轴电流对给定值的跟踪情况波形图；图7(b)为改进后d 轴电流对给定值的跟踪情况波形图；图7(c)为改进前q轴电流对给定值的跟踪情况波形图；图7(d)为改进后q轴电流对给定值的跟踪情况波形图；

图8是现有VCFS方法与本发明方法在k_ext＝1.10时，相同带载下的电流响应图；

其中图8(a)采用VCFS方法的电流响应图；图8(b)为采用本发明方法在k_ext＝1.10>

图9是现有感应电机高速弱磁控制方法的电压闭环的弱磁控制VCFS中，最大转矩控制过程电压电流轨迹示意图；

图10是现有VCFS控制系统的结构框图；

图11是现有VCFS控制中感应电机在过渡段的动态特性曲线图；

其中图11(a)为电压给定波形图；图11(b)为实际输出电压波形图；图11(c) 为给定d轴电流与实际输出d轴电流波形图；图11(d)为给定q轴电流与实际输出q轴 电流波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

下面结合图1说明本实施方式，本实施方式所述电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法，使用于感应电机系统处于电压拓展区弱磁运行状态下，它包括以下步骤：

步骤一：在电压给定可调弱磁控制器中设置电压调整参数k_ext，电压调整参数k_ext通过电压给定可调弱磁控制器中的电压给定可调单元调整后，获得电压给定值其中u_αβ为逆变器输出电压，U_dc为直流母线电压；电压给定值再经过电压给定可调弱磁控制器的PI调节及限幅作用，输出弱磁因子i_sd,weaken，弱磁因子i_sd,weaken的初始值为0；

步骤二：设定初始定子电流励磁分量值为i_sd,rated，将初始定子电流励磁分量值i_sd,rated与弱磁因子i_sd,weaken叠加得到励磁电流给定值i_sd,ref，由此计算获得转矩分量限幅初始值i_sq,limit：

式中i_smax为最大允许电流值；

步骤三：采用测速码盘采集实际转子转速ω_r，将给定转子转速ω_r,ref与实际转子转速ω_r作差后再经过PI调节得到定子电流转矩分量给定值i_sq,ref；定子电流转矩分量给定值>sq,ref和励磁电流给定值i_sd,ref经电流调节器调节后分别获得q轴给定电压值u^*_sq和d轴给定电压值

步骤四：当给定电压等于逆变器极限输出电压u_smax时，其中感应电机进入过渡段；此时采用电压给定可调弱磁控制器中的自限位模块重新分配给定电压

设定自限位模块的开关量switch的初始值为0，对u^*_sq和i_sd,weaken的值进行在线监控，当u^*_sq＞u_sq，且i_sd,weaken＜0时，将switch的值置1，并使q轴给定电压值u^*_sq的限幅值为当前逆变器实际输出q轴电压值u_sq-ins；其中u_sq为逆变器实际输出q轴电压值；

当u^*_sq＜u_sq时，标志着过渡段结束，将q轴给定电压值u^*_sq的限幅值设置为原默认值；同时将switch的值重置为0，感应电机运行进入弱磁一区；

步骤五：当时，感应电机运行进入弱磁二区，其中u_sd为逆变器实际输出d轴电压值；通过PI的调节作用，使在时，最终输出的|u_sd|稳定至从而使感应电机维持这种运行状态直到转子转速达到给定值，完成感应电机在电压拓展区弱磁运行的高速控制。

下面为了能够更好的描述本公开的优势，首先对现有的感应电机高速弱磁控制方法中电压闭环的弱磁控制VCFS进行说明：

VCFS方法是对传统的1/ω_r控制方法的进一步优化，解决了传统1/ω_r无法满足最大转矩输出的问题。传统的1/ω_r方法是在一定的近似条件下推导出的，在空载情况下,电机输出力矩小，转差ω_sl≈0，可得i_sq≈0，ω_e≈ω_r，u_s＝ω_eσL_si_sd≈ω_eψ_r。为了维持定子电压u_s≤u_smax，要求转子磁场和转速的乘积应保持一定，所以励磁电流i_sd的给定与转速ω_r成反比。而当感应电机负载时便不会再有ω_e≈ω_r成立，这时按照1/ω_r方法控制便出现了问题，VCFS方法的出现便解决了该问题。

感应电机运行过程中将受到三方面的约束条件：最大电流约束，最大电压约束，最大转差约束。其中，最大电流i_smax考虑感应电机绕组限定电流和逆变器限定电流两个条件；最大电压u_smax为考虑感应电机绝缘等级和耐压条件的前提下，由可获得的最大直流母线电压和PWM控制策略决定，按照SVPWM控制方式，最大电压u_smax限定为最大转差为保证电机稳定运行的转差率的最大值。下面首先根据dq坐标系下感应电机数学模型推导出最大转矩输出控制下的期望电流、电压轨迹。同步旋转坐标系下感应电机模型为：

式中ψ_r为转子磁链，u_sd、u_sd分别为同步旋转坐标系下的d轴电压分量与q轴电压分量，i_sd、i_sd分别为定子电流在同步旋转坐标系下的d轴电压分量与q轴电压分量，p为微分算子，L_m为互感，L_r为转子电感，L_s为定子自感，R_s为等效定子电阻。ω_e为同步电角速度。σ为漏感因子。

在电机进入稳态后，有pψ_r＝0，pi_sd＝0，pi_sq＝0，所以上式化简为：

下面推导电压电流轨迹：

1.在恒转矩区控制目标与约束条件为：

控制目标：T_e＝ki_sdi_sq，取最大值；

其中T_e为转矩值，k为电磁转矩与dq轴定子电流乘积之间的系数，为定值。

约束条件：

通过条件极值的方法可以求得当时，T_e可以取得最大值。

2.在弱磁一区控制目标与约束条件为：

控制目标：T_e＝ki_sdi_sq，取最大值；

约束条件：

通过条件极值的方法可以求得当时，T_e可以取得最大值。

同时要考虑最大转差率将引起感应电机不稳定，由转差ω_sl与电磁转矩T_e的关系：

其中，ω_sl＝sω_e，其中s为转差率，R_s为定子电阻；R_r为转子电阻；L_s为定子电感；>r为转子电感；L_m为互感。

与下式联立：

得到：

随着转速不断升高，可求得最大转差角频率ω_slmax的极限值如下：其中T_r为电磁时间常数；σ为漏感因子，又知：从而由转差率约束条件推导出电流约束条件为：i_sd≥σi_sq。则得到最终弱磁一区期望电流轨迹为：

3.在弱磁二区控制目标与约束条件为：

约束条件：(ω_eL_si_sd)²+(ω_eσL_si_sq)²≤u²_smax；

控制目标：T_e＝ki_sdi_sq，为最大值；

同样通过求条件极值得到电流轨迹方程为：

根据上述计算结论，画出恒转矩区与弱磁一、二区中输出最大转矩时对应的电流、电压轨迹如图9所示。

图9中电流轨迹中的A点与电压轨迹中的OC段对应了恒转矩区；电流轨迹的AB段与电压轨迹的CD段对应了弱磁一区；电流轨迹的BO段与电压轨迹的D点对应了弱磁二区。由电流电压轨迹的特点可以得到最大转矩输出的基本控制目标为：1.感应电机运行于弱磁区包括恒功率区和恒电压区时，在转矩最大化输出的工况下，其端电压保持为最大电压，可见需要控制定子电压为最大电压以达到输出最大转矩的目的。2.在恒功率区最大转矩输出时的定子电流也保持为最大电流，因此恒功率区的控制目标为：在保证电机稳定可靠运行的前提下，实现能获取最大电压、最大电流的控制结果。3.在恒电压区，受最大转差频率的限制，定子电流不能保持为最大值，但最大转差频率的限制等价为保证定子dq轴电压分量满足：电压矢量固定在图中点D，因此可以认为欲实现恒电压区的转矩最大化输出，必须满足上述定子电压协调分配条件。

根据上述三点控制目标，得到VCFS控制系统结构框图，如图10所示。

图10中e^jθ，e^-jθ表示坐标变换。图中I区为一号电压控制器，II区为二号电压控制器。图10共由五个闭环组成，分别是：最外层的转速闭环、一号电压控制器构成的给定电压闭环、二号电压控制器构成的d轴电压闭环、d轴电流闭环和q轴电流闭环。其中一号电压控制器构成的闭环在弱磁一区和弱磁二区一直作用，二号电压控制器构成的闭环只在弱磁二区起作用。

对VCFS控制系统的运行过程进行简要分析。电机起动工作在恒转矩区，定子电流励磁 分量给定值为定值i^*_sd,rated，恒转矩区系统仅受最大电流限制，所以控制>sd,weaken，i^*_sd的减小引起u^*_sq的减小，同时i^*_sq随i^*_sd的>*_sd随i^*_sq的增大而增大。定子电压与电流按照图9中的轨迹运动。根据转差>sq与转矩分量i_sd的关系：

可知在弱磁一区，随着i_sq的增大与i_sd的减小ω_sl不断增大，当ω_sl增大到最大值时系统开始受最大转差率限制进入弱磁二区。根据之前所述控制目标，此时控制可输出最大转矩。通过二号电压控制器控制并产生转矩电流分量的衰减分量i_sq,weaken，保证使转矩分量在弱磁二区成立。按照上述控制过程，VCFS控制系统保证了电机在升速过程中始终输出最大转矩。

但是VCFS系统中存在如下两个问题：

1.对直流母线电压存在资源的浪费；

2.系统从恒转矩区运行至弱磁区时存在动态问题。

下面对该动态问题进行详细分析：

当给定电压u^*_sdq增大到最大电压u_max时，由于此时同步角频率仍不断升高使得给定电压矢量的幅值继续升高至大于u_max，此时即进入过渡段。在理想条件下，如果一号电压控制器中的PI参数设计的好，电流矢量将按照最优电流矢量轨迹变化，电机也就将顺利进入弱磁区。但由于转子固有时间常数的存在，往往需要一定时间才能将给定电压重新调整至最大电压之内，进而i_sq无法跟随给定值，从而Δi_sq不断积分使得u^*_sq不断上升，一方面u^*_sq的不断增大将引起电流调节器严重的饱和问题，另一方面它将引发错误的磁场定向，将导致过渡段的动态特性显著下降，这种影响通过实验波形可以看出来，如图11>

本公开针对现有技术中的不足，一方面要提高电压拓展区动态性能，另一方面要提高直流母线电压的利用率，以进一步提升优化最大转矩。

结合图1所示，与图9相比较，图1中用含自锁限幅结构的电压给定可调弱磁控制器(Voltage Reference Adjustable Flux-weakening Controller with Self-Locking Limit Block)，即SLLB-VRAFC控制器，替代图9中的一号电压控制器，下面进行详细说明：

步骤一：本步骤通过增大最大电压值提高直流母线电压利用率：为了提高直流母线电压的利用率，要增大最大电压U_smax，但由于SVPWM(space>dc/3，所以U_smax不可无限增大，此处在SLLB-VRAFC控制器中引入电压调整参数k_ext，其取值可以在1与之间，当k_ext＝1>smax＝2U_dc/3，当k_ext大于1小于时可根据需要自由选取，取值越大，电压拓展越大，转矩提升越高，但转矩波动相应严重，建议的优选取值可以为1.05-1.10之间。此时，系统已处于可实现电压拓展区弱磁运行状态。引入电压调整参数k_ext后通过电压给定可调单元，即VRA单元作用后，电压给定将自动设置为进一步地经过SLLB-VRAFC>sd,weaken，该步骤可概括为下式表示：

其中，Δu表示电压差。

具体结合图2所示：引入电压调整系数后，最大电压会出现超过SVPWM模块能够输出电压的上限的情况，即图2中的位于六边形外的圆形轨迹的虚线部分，当出现这种情况的时候将最大电压取在正六边形上，即最大电压由图2中圆的一部分和六边形的一部分组成。最大电压计算方程为其中|u_αβ|对应于图2中六边形所对应的电压矢量幅值。

经过本步骤，感应电机系统的带载能力得到了进一步提高。

随着k_ext的增大，输出最大转矩会增大，但也会伴随着转矩波动变得越发恶劣，所以>ext要取一个合适的值。由于六边形顶点会产生十分恶劣的转矩波动，并且对人们所希望的较为恒定的最大转矩的提升没有有效的帮助，所以最大电压轨迹是不应该经过六边形的六个顶点的。此外考虑计算的简便性，误差电压用Δu²来代替Δu避免了开平方操作。

步骤二中：设置初始定子电流励磁分量的值为i_sd,rated，与i_sd,weaken叠加得到i_sd,ref，再得到转矩分量限幅初始值为i_sq,limit。

步骤三中，获得q轴给定电压值u^*_sq和d轴给定电压值

步骤四中，随着转速升高，定子通电的同步角频率不断升高，给定电压随同步频率的升高而不断升高，当给定电压等于最大电压u_smax时开始进入过渡段，>sd,weaken小于零，>sd,ref开始减小。

在SLLB-VRAFC控制器的作用下定子电压矢量轨迹按照步骤一中设置的最大电压轨迹变化。定子电流矢量在图9中的AB段移动，随着转速的不断上升，定子电流矢量由图9中的 A点运动到B点。

本步骤中引入SLLB模块，在过渡段重新分配给定电压保证电压拓展区内过渡段的动态特性。

随着电机转速的提高，同步角频率不断提高，给定电压增大至最大电压，进入过渡段。为了改善电机在过渡段的动态性能，避免出现上述的动态问题，使用重新分配给定电压的方法，引入自锁限位模块SLLB，用SLLB模块输出的u^*_sq-SLLB代替原u^*_sq，重新分配了给定电压u^*_sd与u^*_sq，SLLB模块具体工作流程图如图4所示。

结合图4所示SLLB模块工作流程图具体说明在电压拓展区该模块工作过程。设置 switch初始值为0，随着频率的上升给定电压矢量的幅值不断增大，当给定电压大于参考电压时发生过调制，此时u^*_sq＞u_sq，i_sd-weaken＜0，检测到过调制发生时，也即代表电机进入过渡段，将switch值置1，并改变q轴给定电压限幅值为u_sq-ins，使得q轴给定电压不会超过>sq-ins。当检测到u^*_sq＜u_sq时，标志着过渡段的结束，将q轴给定电压限幅值设置为原默认值，>

对图5中给定电压矢量的变化情况进行说明：当没有SLLB模块时随着频率的提升与电流调节器的积分作用，在电压拓展区给定电压矢量的幅值将快速增大，如图5中的u^*_sdq。加入SLLB模块后，在设置的自锁限幅Self-LockingLimit模块的作用下，给定电压矢量将被限制在u^*_sdq-SLLB，给定电压由u^*_sdq变为了u^*_sdq-SSLB。与未加SLLB模块之前相比，q轴给定电压有一个明显的下降，下降值为图5中的-Δu_sq，并且d轴电压重新分配了Δu_sd的电压裕量，因而在Self-LockingLimit的作用下完成了给定电压的重新分配，并且由于d轴电压被重新分配了Δu_sd，d轴电流可以在暂态分量的作用下顺利减小，保证了系统顺利度过过渡段。

在SLLB模块的作用下顺利进入弱磁一区，电压轨迹如图9中的CD段，电流轨迹如图9 中的AB段。SLLB模块不再发挥作用，在一号电压控制器的作用下电压电流矢量沿期望轨迹运动。

本公开的核心在于SLLB-VRAFC控制器的设计与参数设定。

步骤五：随着转速的升高，|u_sd|不断增大，当时，感应电机运行进入弱磁二区，此时转差角频率保持最大状态。在SLLB-VRAFC控制器与二号电压控制器的综合作用下，|u_sd|稳定至从而满足电机将维持这种状态直到转速达到给定。

实验效果：下面对本发明提出的控制方法进行实验验证，首先对比加入SLLB模块前后在同一升速过程中给定电压矢量轨迹的区别。如图6所示。

从图6所示的电压矢量轨迹图中可见，给定电压矢量在电压拓展区的大幅上升基本被抑制，这与SLLB模块对u^*_sq的限幅有关，并重新分配了给定电压，给u_sd重新分配了电压暂态分量，并且恒转矩区和弱磁区的电压轨迹无变化，这与之前的理论分析是相符的。进一步比较系统改进前后电压拓展区dq轴电流对给定值的跟踪情况，如图7所示，可见加入SLLB模块后在过渡段内实现了对电流给定值的良好跟随。最后给出电压拓展区运行对于最大转矩的提升作用。如图十一所示,在相同负载下，本文方法显示出更为稳定的带载能力，从而证明了实现电压拓展区运行使得转矩能力得到进一步提升。

本公开中，电压调整参数k_ext取值为1.05-1.10时，能保证转矩的提升同时转矩波动并不明显。同时针对过渡段中需要更多的d轴电压裕量来满足d轴电流减小的要求，并存在由于q轴电流差值的积分作用使q轴给定电压远高于实际需求的问题，提出SLLB>*_sq与u_sq的大小关系作为判断进出过渡段的标志。

本公开中，励磁电流等同于d轴电流，均表示为i_sd；转矩电流等同于q轴电流，均表示为i_sq。