一种双向桥式模块化开关电容AC‑AC变流器调控方法

摘要

本发明提出一种双向桥式模块化开关电容AC‑AC变流器调控方法，基于双向桥式模块化开关电容拓扑，通过调整开关管之间的移相时间并优化开关管之间的逻辑时序对开关管进行改进型移相控制策略，解决了已有的开关电容AC‑AC变流器只能实现固定变比调压,调压范围不灵活的固有缺陷；同时，该控制策略解决了因谐振电感回路的引入带来的安全换流问题；此外，在不改变双向桥式模块化开关电容拓扑结构，仅改变变流器的输入输出端口即可切换其升/降压工作状态，实现双向操作。

说明书

技术领域

本发明涉及AC-AC变流技术领域，特别涉及一种双向桥式模块化开关电容AC-AC变流器调控方法。

背景技术

开关电容型变流器是一种不含磁性元件的新型变流器,凭借其成本低、尺寸小、集成度高、效率高和功率密度高等优点在新能源发电、微电网、电力汽车等领域的应用越来越广泛。开关电容变流器也在经过20多年的发展后，相较最早提出的开关电容变流器，已经在拓扑结构、调控方法上都做出了一系列改进，不管是转换效率，还是工作功率都得到了极大提高，但是现有的大部分开关电容变流器，都存在输出电压变比调节能力弱的缺点，若要实现调节功能，只能通过级联的方式来实现。级联方式虽然在一定程度上克服了变流器输出电压变比调节能力弱的缺点，但其并没有改变变流器的本质原理，通过级联方式只能得到n(n＝2,3,4……)倍未级联前变流器的电压变比，不能对电压变比进行自由调节，除此之外，通过级联来增大输出电压变比的方式会对硬件成本造成很大的影响。实际所使用的准H桥电路，其开关管的开通/关断状态切换会因寄生电容产生延迟，因此控制策略会在互补开关管切换时添加死区时间防止直通导致的电流尖峰，但死区时间会使得电路中杂散电感缺乏放电回路，导致电压尖峰。

为了解决开关电容变流器输出电压调节能力弱的问题和死区时间内寄生电容缺乏放电回路的问题。本发从两方面入手，一是在桥式模块化开关电容拓扑上引入一个感值很小的谐振电感，该谐振电感通常可以通过电路工艺从电路杂散电感中获取，另一方面，在此拓扑的基础上提出了一种全新的改进型移相调控方法。在该类变流器中，通过改变控制信号之间的相位差来实现输出电压的自由调节，且不需要改变拓扑电路的主体结构，只需改变输入端和输出端即可使电路工作在升压模式或降压模式。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术之不足，提出一种双向桥式模块化开关电容AC-AC变流器调控方法，基于双向桥式模块化开关电容拓扑，通过调整开关管之间的移相时间并优化开关管之间的逻辑时序对开关管进行改进型移相控制方法，解决了开关电容AC-AC变流器调压能力不灵活的问题,并同时解决了开关管互补切换过程中引入死区时间防止互补开关管直通、却导致寄生电感或感性负载在死区时间无法续流所产生的新的安全换流问题；同时，在不改变双向桥式模块化开关电容拓扑结构，仅改变变流器的输入输出端口即可切换其升/降压工作状态，实现双向操作。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种双向桥式模块化开关电容AC-AC变流器调控方法，基于双向桥式模块化开关电容拓扑，通过调整开关管之间的移相时间并优化开关管之间的逻辑时序对开关管进行改进型移相控制；一方面，实现了开关电容AC-AC变流器输出电压的连续调节，另一方面，解决了开关管安全换流的问题，即解决在开关管切换过程中因死区效应带给谐振电感缺乏续流通路的问题。

所述双向桥式模块化开关电容拓扑包括电源、基本开关电容模块、准H桥和谐振电感L_r；

所述准H桥包括8个MOSFET开关管S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_1n、S_2n、S_3n和S_4n，所述S_1p和S_1n共源极串联组成第一双向开关，S_2p和S_2n共源极串联组成第二双向开关，S_3p和S_3n共源极串联组成第三双向开关，S_4p和S_4n共源极串联组成第四双向开关；所述第一双向开关的一端与所述第二双向开关的一端相连，另一端与所述第三三向开关的一端相连；所述第二双向开关的另一端与第四双向开关的一端相连；所述第四双向开关的另一端与第三双向开关的另一端相连；

所述基本开关电容模块包括8个MOSFET开关管S_5p、S_6p、S_7p、S_8p、S_5n、S_6n、S_7n和S_8n，及四个电容C₂、C₃、C₄和C₅；所述S_5p和S_5n共源极串联组成第五双向开关，S_6p和S_6n共源极串联组成第六双向开关，S_7p和S_7n共源极串联组成第七双向开关，S_8p和S_8n共源极串联组成第八双向开关；所述谐振电感L_r的一端与电容C₂和C₃的串接点相连，另一端与第三双向开关和第四双向开关的串接点相连；所述电容C₄和C₅的串接点与所述第一双向开关和第二双向开关的串接点相连；所述第七双向开关的一端与第四电容的一端相连，另一端与第二电容C₂的一端和第五双向开关管的一端分别相连；所述第八双向开关的一端与第五电容C₅的一端相连，另一端与第三电容C₃的一端和第六双向开关管的一端分别相连；所述第五双向开关管的另一端与第三双向开关管的一端相连；所述第六双向开关管的另一端与第四双向开关管的一端相连；所述电源连接于基本开关电容模块的端口7与端口8之间，或者，连接于准H桥的端口11和端口12之间；

改进型移相控制通过调整开关管八种控制信号之间的移相时间并优化其逻辑时序，调控所述双向桥式模块化开关电容拓扑的电压，其中，控制信号V_{GS_1p}控制开关管S_2p、S_6p和S_7p；控制信号V_{GS_2p}控制开关管S_1p、S_5p和S_8p；控制信号V_{GS_3p}控制开关管S_3p；控制信号V_{GS_4p}控制开关管S_4p；控制信号V_{GS_1n}控制开关管S_2n、S_6n和S_7n；控制信号V_{GS_2n}控制开关管S_1n、S_5n和S_8n；控制信号V_{GS_3n}控制开关管S_3n；控制信号V_{GS_4n}控制开关管S_4n；控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_2n}的相位差为180°，控制信号V_{GS_3n}与V_{GS_4n}的相位差为180°，控制信号V_{GS_1p}与V_{GS_2p}的相位差为180°，控制信号V_{GS_3p}与V_{GS_4p}的相位差为180°，控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差于0-360°之间可调，控制信号V_{GS_1p}与V_{GS_3p}之间的相位差和V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差相同；

改进型移相控制实现安全换流策略为，基于已确定开关管驱动信号的逻辑时序，在降压模态下，正半周时编号为p的开关管驱动信号处于高电平，编号为n的开关管驱动信号做高频PWM(脉宽调制)操作，负半周时候编号为n的开关管驱动信号处于高电平，编号为p的开关管驱动信号做高频PWM操作；升压模态下，正半周时编号为n的开关管驱动信号处于高电平，编号为p的开关管驱动信号做高频PWM操作，负半周时候编号为p的开关管驱动信号处于高电平,编号为n的开关管驱动信号做高频PWM操作。

在一较佳实施例中，所述双向桥式模块化开关电容拓扑还包括储能电容C₁，所述电容C₁连接于准H桥的端口11和端口12之间。

在一较佳实施例中，所述双向桥式模块化开关电容拓扑还包括负载R；降压模式时，所述电源的正极与基本开关电容模块的端口7相连，其负极与基本开关电容模块的端口8相连；所述电容C₁和负载R并联于准H桥的端口11和端口12之间；升压模式时，所述负载R连接于基本开关电容模块的端口7和端口8之间；所述电容C₁和电源并联，且电源的正极与准H桥的端口11相连，其负极与准H桥的端口12相连。

在一较佳实施例中，降压模式时，在0-180°范围内调节控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_3n}的相位差实现输出电压的调节；升压模式时，在180°-360°范围内调节控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_3n}的相位差实现输出电压的调节。

在一较佳实施例中，调控过程中，调控过程中，所述八种控制信号中，做高频PWM操作的控制信号占空比接近50％并保持不变。

在一较佳实施例中，所述MOSFET开关管为N沟道增强型电力MOSFET开关管。

本发明具有如下有益效果：

(1)本发明提出的改进型移动控制策略，通过对移相时间的调节对开关管进行移相控制，实现输出电压的灵活可调；

(2)本发明不改变电路拓扑，只需交换输入输出端口即可转换升压/降压功能；

(3降压模式时，在0-180°范围内调节控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_3n}的相位差即可实现输出电压的灵活可调；升压模式时，在180°-360°范围内调节控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_3n}的相位差即可实现输出电压的灵活可调；

(4)降压模式时，即高压侧为输入,可保证输出电压在输入电压的0-0.5倍内灵活可调；升压模式时，即低压侧为输入，可保证输出电压在大于输入电压2倍的范围灵活可调。

(5)本发明的改进型移动控制策略，可以在死区时间内为谐振电感的电流提供通电回路，实现开关管的安全换流。

以下结合附图及实施例对本发明作进一步详细说明，但本发明的一种双向桥式模块化开关电容AC-AC变流器调控方法不局限于实施例。

附图说明

图1为本发明的降压拓扑电路图；

图2为本发明的升压拓扑电路图；

图3为本发明拓扑中的开路电压模块电路；

图4为本发明的准H桥电路；

图5为本发明的降压的调控方法；

图6为本发明的升压的调控方法；

图7为本发明的降压模态a等效电路图；

图8为本发明的降压模态b等效电路图；

图9为本发明的降压模态c等效电路图；

图10为本发明的降压模态d等效电路图；

图11为本发明的降压模态e等效电路图；

图12为本发明的降压模态f等效电路图；

图13为降压模式下，线性化处理后，谐振电容L_r上电流i_r和输出电流i_out的波形图；

图14为本发明的降压模态在死区时间的谐振电流回路图一；

图15为本发明的降压模态在死区时间的谐振电流回路图二。

具体实施方式

下面通过结合附图和实施例对本发明做进一步说明。

如图1所示是本发明所提供的双向桥式模块化开关电容AC-AC变流器调控方法的降压模式电路拓扑示意图；如图2所示是本发明所提供的双向桥式模块化开关电容AC-AC变流器调控方法的升压模式电路拓扑示意图。从图1和图2可以看出，只需改变输入和负载位置即可转换降压/升压功能。

实施例一：

本实例以降压模式为例：如图1所示，拓扑包含电源V_H、基本开关电容模块、准H桥、谐振电感L_r、储能电容C₁和负载R。拓扑共用到16个全控型器件MOSFET，将其分别编号为p和n两组。编号为p的全控型器件MOSFET为S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p和S_8p，所述的编号为n的全控型器件MOSFET为S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n和S_8n。

具体的，如图4所示，所述准H桥有6个输入/输出端，分别命名为3、4、9、10、11、12。所述准H桥包括8个MOSFET开关管S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_1n、S_2n、S_3n和S_4n，所述S_1p和S_1n共源极串联组成第一双向开关，S_2p和S_2n共源极串联组成第二双向开关，S_3p和S_3n共源极串联组成第三双向开关，S_4p和S_4n共源极串联组成第四双向开关；所述第一双向开关的一端与所述第二双向开关的一端相连，另一端与所述第三三向开关的一端相连；所述第二双向开关的另一端与第四双向开关的一端相连；所述第四双向开关的另一端与第三双向开关的另一端相连。

具体的，如图3所示，所述基本开关电容模块有6个输入/输出端口，分别命名为图中的1、2、5、6、7、8。所述基本开关电容模块包括8个MOSFET开关管S_5p、S_6p、S_7p、S_8p、S_5n、S_6n、S_7n和S_8n，及四个电容C₂、C₃、C₄和C₅；所述S_5p和S_5n共源极串联组成第五双向开关，S_6p和S_6n共源极串联组成第六双向开关，S_7p和S_7n共源极串联组成第七双向开关，S_8p和S_8n共源极串联组成第八双向开关；所述谐振电感L_r的一端与电容C₂和C₃的串接点相连，另一端与第三双向开关和第四双向开关的串接点相连；所述电容C₄和C₅的串接点与所述第一双向开关和第二双向开关的串接点相连；所述第七双向开关的一端与第四电容的一端相连，另一端与第二电容C₂的一端和第五双向开关管的一端分别相连；所述第八双向开关的一端与第五电容C₅的一端相连，另一端与第三电容C₃的一端和第六双向开关管的一端分别相连。所述第五双向开关管的另一端与第三双向开关管的一端相连；所述第六双向开关管的另一端与第四双向开关管的一端相连。

电源V_H的正极与基本开关电容模块的端口7相连，负极与基本开关电容模块的端口7相连；谐振电感L_r两端分别与连接端口1、3连接；连接端口2和连接端口4连接；连接端口5和9相连；连接端口6和10相连；储能电容C₁与负载R并联后，两端分别与连接端口11和12相连。

具体的调控方法如下：

降压模态的调控方法所需控制信号如图5。其中，控制信号V_{GS_1p}控制开关管S_2p、S_6p和S_7p；控制信号V_{GS_2p}控制开关管S_1p、S_5p和S_8p；控制信号V_{GS_3p}控制开关管S_3p；控制信号V_{GS_4p}控制开关管S_4p；控制信号V_{GS_1n}控制开关管S_2n、S_6n和S_7n；控制信号V_{GS_2n}控制开关管S_1n、S_5n和S_8n；控制信号V_{GS_3n}控制开关管S_3n；控制信号V_{GS_4n}控制开关管S_4n。

图5中，各信号之间相位差关系如下：控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_2n}的相位差为180°，控制信号V_{GS_3n}与V_{GS_4n}的相位差为180°，控制信号V_{GS_1p}与V_{GS_2p}的相位差为180°，控制信号V_{GS_3p}与V_{GS_4p}的相位差为180°，控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差于0-180°之间可调，控制信号V_{GS_1p}与V_{GS_3p}之间的相位差和V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差相同。图5中的T_s为移相时间，控制该移相时间的长短即可调节V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差，实现输出电压灵活可调。

由于一个周期内，电源的正半周期和负半周期相似，在此先分析不考虑死区电压时，正半周期的6个模态：

在V_H为正半周时，开关管Sx_p(x＝1、2、3、4、5、6、7、8)始终导通。

模态a：如图7，控制信号V_{GS_1n}和V_{GS_4n}处于高电平，开关管S_2n、S_4n、S_6n和S_7n变为导通状态，谐振电感L_r通过两条回路放电，一条是L_r和C₂串联通过S_7p、S_7n、C₄、V_H、C₅、S_2n、S_2p、S_4p和S_4n放电，其能量关系为L_r和C₂、C₅给C₄充电；另一条是L_r通过C₃、S_6p、S_6n、S_4p和S_4n放电，其能量关系为L_r给C₃充电。在这个阶段内，谐振电感的电流逐渐减小到0，没有电流对C₁充电，因此i_out＝0。

模态b：如图8，开关管S_2n、S_4n、S_6n、S_7n处于工作状态，放电回路同模态a，区别在于谐振电感L_r电流从0增大，电流方向和模态a反向，电源逐渐给L_r、C₂和C₅充电，同时C₃放电。

模态c：如图9，控制信号V_{GS_1n}和V_{GS_3n}处于高电平，开关管S_2n、S_3n、S_6n和S_7n处于工作状态，电路中有两条回路给储能电容C₁和负载供电，一条是电源V_H和C₄通过S_7n、S_7p、谐振电感L_r、S_3p、S_3n、S_2p和S_2n给C₁和负载供电，同时给L_r和C₂充电；另一条是由C₃、谐振电感L_r、S_3p、S_3n、S_6n和S_6p构成的回路给C₁和负载供电，同时给L_r和C₂充电。在这个阶段内，i_out＝i_r。

模态d：如图10，控制信号V_{GS_2n}和V_{GS_3n}处于高电平，开关管S_1n、S_3n、S_5n和S_8n处于工作状态，谐振电感L_r通过两条回路放电，一条是L_r和C₃通过S_3p、S_3n、S_1n、S_1p、C₄、C₅、S_8p和S_8n放电，其中L_r、C₃和C₄给C₅充电；另一条是L_r通过S_3p、S_3n、S_5p、S_5n给C₂充电。在这个阶段内，谐振电感的电流逐渐减小到0，没有电流对C₁充电，因此i_out＝0。

模态e：如图11，控制信号V_{GS_2n}和V_{GS_3n}处于高电平，开关管S_1n、S_3n、S_5n和S_8n处于工作状态，与模态d类似，区别在于谐振电感电流从0增大，且回路中电流反向。电源V_H逐渐给L_r、C₃和C₄充电，C₂给L_r充电。

模态f：如图12，控制信号V_{GS_2n}和V_{GS_4n}处于高电平，开关管S_1n、S_4n、S_5n和S_8n处于工作状态，电路中有两条回路，一条是由V_H、C₄、C₅、S_1p、S_1n、C₁和R、S_4p、S_4n、谐振电感L_r、C₃、S_8n、S_8p组成的回路，其中V_H给L_r、C₃、C₄和输出电容C₁供电；另一条是C₂、S_5n、S_5p、C₁和R、S_4p、S_4n、谐振电感L_r组成的放电回路，其中C₂为L_r和C₁供电。在这个阶段内，i_out＝i_r。

输出电压的灵活可调原理如下：参考图5，只要保证各控制信号的占空比不变，调节T_s的值，即控制V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差(同等于V_{GS_2n}与V_{GS_4n}之间的相位差)，就可以得到不同的输出电压值。

如图13，可将变流器在V_H正半周期的6个模态(a-f)归为4种电路状态：谐振状态，由阶段a和阶段b组成，该状态在图13中时间段为[0,T_S]；充电状态，即阶段c，该状态在图13中时间段为自谐振状态，由阶段d和阶段e组成，该状态在图13中时间段为放电状态，即阶段f，该状态在图13中时间段为把谐振电感L_r和谐振电容C₂定义成一个谐振模块。储能电容C₄、C₅相比谐振电容C₂、C₃容值大很多且直接与输入直流电源并联，因此可认为储能电容C₄、C₅两端的电压维持V_H/2不变。先将谐振电感电流i_r的变化曲线全部做线性化处理，即认为谐振电容C₂在和谐振电感L_r产生谐振的过程中电压维持V_H/4不变。可知i_r在一个周期内不同时段内的变化斜率，其中L_r为谐振电感的感值，在时段[0,T_S]内，谐振电感两端的电压为V_H/4，即得到i_r的变化斜率为在时段[T_S,T_SW/2]内，谐振电感两端的电压为即得到i_r的变化斜率为同理也可得到时段[T_SW/2,T_SW/2+T_S]内i_r的变化斜率为时段[T_SW/2+T_S,T_SW]内i_r的变化斜率为据此绘制谐振电感的电流i_r和输出电流i_out线性化处理后的波形如图13所示。

根据i_r在各个时段内的斜率可以假设得到以下关系式，其中b₁、b₂、b₃、b₄为假设的未知量，V_out为输出电压：

由i_r的电流连续性可知一个周期内i_r(0)＝i_r(T_SW)、解得：

将(2)式代入(1)式中，即可解得i_r在各个时段内与移相时间T_S的关系表达式为：

由图9可知，充电状态，即阶段c时刻，谐振电感中的电流i_r与输出电流相等，所以(3)式中阶段进行积分，可得输出电压V_out与移相时间T_s的关系表达式如下：

上述分析是不考虑死区时间时电路在半个周期内的各模态分析，若考虑死区时间，则在死区时间内电路的回路情况如图14和图15所示，有两种情况：

在阶段a切换到阶段b时，没有控制信号的变化，不存在安全换流问题。

在阶段b切换到阶段c时，控制信号V_{GS_1n}处于高电平；V_{GS_4n}转换为低电平，V_{GS_3n}转换为高电平，转换时引入死区时间。死区时间内，谐振电感L_r的续流回路为：L_r与S_3p、S_3n的反向二极管、S_5p、S_5n的反向二极管、C₂形成回路，如图14。

在阶段c切换到阶段d时，控制信号V_{GS_3n}处于高电平，谐振电感L_r的续流回路为：L_r与S_3p、S_3n的反向二极管、S_5p、S_5n的反向二极管、C₂形成回路，如图14。

在阶段d切换到阶段e时，无控制信号变化，不存在安全换流问题。

在阶段e切换到阶段f时，控制信号V_{GS_2n}处于高电平，谐振电感L_r的续流回路为：L_r与S_6p、S_6n的反向二极管、S_4p、S_4n的反向二极管、C₃形成回路,如图15。

在阶段f切换到阶段a时，控制信号V_{GS_4n}处于高电平，谐振电感L_r的续流回路为：L_r与、C₃、S_6p、S_6n的反向二极管、S_4p、S_4n的反向二极管形成回路，如图15。

安全换流提供放电回路的原理如下：以N沟道增强型电力MOSFET管为例，由于制造工艺原因漏源极之间带有寄生二极管，当漏源电压为负且栅极电压为负(即没有形成导电沟道)时，MOSFET管功能和二极管相同。本发明对应的电路拓扑中所使用的双向开关管结构就是使用这一特性为谐振电容L_r在死区时间内提供放电回路。

实施例二：

本实例以升压模式为例，电路工作在升压模式时，电路拓扑结构不变，只需交换输入输出端口。如图2所示，拓扑包含电源V_L、基本开关电容模块、准H桥、谐振电感L_r、储能电容C₁和负载R。拓扑共用到16个全控型器件MOSFET，将其分别编号为p和n两组。编号为p组的全控型器件MOSFET为S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_5p、S_6p、S_7p和S_8p，所述的编号为n的全控型器件MOSFET为S_1n、S_2n、S_3n、S_4n、S_5n、S_6n、S_7n和S_8n。

具体的，如图4所示，所述准H桥有6个输入/输出端，分别命名为3、4、9、10、11、12。所述准H桥包括8个MOSFET开关管S_1p、S_2p、S_3p、S_4p、S_1n、S_2n、S_3n和S_4n，所述S_1p和S_1n共源极串联组成第一双向开关，S_2p和S_2n共源极串联组成第二双向开关，S_3p和S_3n共源极串联组成第三双向开关，S_4p和S_4n共源极串联组成第四双向开关；所述第一双向开关的一端与所述第二双向开关的一端相连，另一端与所述第三三向开关的一端相连；所述第二双向开关的另一端与第四双向开关的一端相连；所述第四双向开关的另一端与第三双向开关的另一端相连。

具体的，如图3所示，所述基本开关电容模块有6个输入/输出端口，分别命名为图中的1、2、5、6、7、8。所述基本开关电容模块包括8个MOSFET开关管S_5p、S_6p、S_7p、S_8p、S_5n、S_6n、S_7n和S_8n，及四个电容C₂、C₃、C₄和C₅；所述S_5p和S_5n共源极串联组成第五双向开关，S_6p和S_6n共源极串联组成第六双向开关，S_7p和S_7n共源极串联组成第七双向开关，S_8p和S_8n共源极串联组成第八双向开关；所述谐振电感L_r的一端与电容C₂和C₃的串接点相连，另一端与第三双向开关和第四双向开关的串接点相连；所述电容C₄和C₅的串接点与所述第一双向开关和第二双向开关的串接点相连；所述第七双向开关的一端与第四电容的一端相连，另一端与第二电容C₂的一端和第五双向开关管的一端分别相连；所述第八双向开关的一端与第五电容C₅的一端相连，另一端与第三电容C₃的一端和第六双向开关管的一端分别相连。所述第五双向开关管的另一端与第三双向开关管的一端相连；所述第六双向开关管的另一端与第四双向开关管的一端相连。

负载R两端分别连接端口7和8相连；电源V_L和储能电容C₁并联后，两端分别与连接端口11和12相连，且电源V_L的正极与基本开关电容模块的端口11相连，负极与基本开关电容模块的端口12相连。

具体的调控方法如下：

升压模态的调控方法所需控制信号如图6。其中，控制信号V_{GS_1p}控制开关管S_2p、S_6p和S_7p；控制信号V_{GS_2p}控制开关管S_1p、S_5p和S_8p；控制信号V_{GS_3p}控制开关管S_3p；控制信号V_{GS_4p}控制开关管S_4p；控制信号V_{GS_1n}控制开关管S_2n、S_6n和S_7n；控制信号V_{GS_2n}控制开关管S_1n、S_5n和S_8n；控制信号V_{GS_3n}控制开关管S_3n；控制信号V_{GS_4n}控制开关管S_4n。

图6中，各信号之间相位差关系如下：控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_2n}的相位差为180°，控制信号V_{GS_3n}与V_{GS_4n}的相位差为180°，控制信号V_{GS_1p}与V_{GS_2p}的相位差为180°，控制信号V_{GS_3p}与V_{GS_4p}的相位差为180°，控制信号V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差于180-360°之间可调，控制信号V_{GS_1p}与V_{GS_3p}之间的相位差和V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差相同。图6中的T_s为移相时间，控制该移相时间的长短即可调节V_{GS_1n}与V_{GS_3n}之间的相位差，实现输出电压灵活可调。

其他分析过程与实施例一的降压模式类似，本实施例不再重复。

综上所述，本发明提出的改进型移动控制策略,通过对移相时间的调节对开关管进行移相控制，实现输出电压的灵活可调；在死区时间内为谐振电感提供放电回路,实现开关管的安全换流；在不改变电路总拓扑结构的前提下改变输入输出端口，即可转变电路的升压/降压工作模式。当低压侧为输入，可保证输出电压在大于输入电压2倍的范围灵活可调。当高压侧为输入，则可保证输出电压在输入电压的0-0.5倍内灵活可调。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。