基于FBMC调制在指定时间区间内生成多载波导频序列的方法

摘要

本发明公开了一种基于FBMC调制在指定时间区间内生成多载波导频序列的方法，包括如下步骤：在指定频点上通过OFDM调制方式生成第一多载波导频序列，对第一多载波导频序列加窗得到第二多载波导频序列；通过调制一组在规定子载波和规定时间点上的FBMC导频符号，使其与第二多载波导频序列整体相近度最佳；在FBMC导频符号之后发送数据符号，并在该FBMC导频符号上叠加一组修正量，使该修正量正好抵消上述数据符号对指定时间区间产生的影响；将FBMC导频符号加上修正量，获得修正FBMC导频符号，根据修正FBMC导频符号调制获得第四多载波导频序列；本发明提供的方法，通过寻找一组理想的导频符号，使其经过FBMC调制后的第四多载波导频序列在指定时间区间内与第一多载波导频序列尽可能接近。

说明书

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，更具体地，涉及一种基于FBMC调制在指定时间区间内生成多载波导频序列的方法。

背景技术

滤波器组多载波(Filter Bank Multi Carrier，FBMC)系统相比于正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)系统具有更高的频谱利用率及更小的带外干扰；FBMC系统己广泛应用于语音处理、快速计算、噪声处理、图像压缩、雷达信号处理、多媒体信号处理等领域，如今作为未来无线通信的一个关键技术，更是通信系统研究中的一大热点。

无线通信系统的性能在很大程度上受到无线信道的影响，如阴影衰落和频率选择性衰落等等，因此信道估计的准确度直接决定整个系统的性能。

从信道先验算法的角度来看，信道估计又分为：基于参考信号的估计、半盲估计和盲估计。基于参考信号的估计是在待发送数据前加入导频通过导频频点的信道信息来推断整个频带上的信道信息；因此得到一组含有接近于多载波导频序列的信号是信道估计的基础。为了达到这个目的，需要对导频符号进行设计。当前的FBMC信道估计都是基于导频符号的，由于导频符号之间存在干扰，所以信道估计结果较差。如何在FBMC信号中构造多载波导频序列以提高信道估计性能是本领域关注的问题。

在获得多载波导频序列的基础上，还要最大程度减小信号的时域长度，以提高频谱利用率，而经过FBMC调制之后的时域信号在最前端和最后端有较长的拖尾，因此在用FBMC调制构造多载波导频序列的时候还需要进行拖尾抑制。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种基于FBMC调制在指定时间区间内生成多载波导频序列的方法，其目的在于用FBMC导频符号构造利用多载波导频用于信道估计，并且抑制FBMC的时域信号拖尾，增大频谱利用率。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种基于FBMC调制在指定时间区间内生成多载波导频序列的方法，包括如下步骤：

(1)在指定频点上通过OFDM调制生成第一多载波导频序列，对该第一多载波导频序列加窗口得到第二多载波导频序列；

(2)根据以下原则获取一组规定子载波和规定时间点上的FBMC导频符号：

通过调制所述FBMC导频符号所获得的第三多载波导频序列与所述第二多载波导频序列的整体相近度最佳；

其中，整体相近度的值根据所加窗口各区域内第三多载波导频序列与所述第二多载波导频序列差值的绝对值的加权平方和确定；在整体相近度的值最小时，所述整体相近度最佳；

(3)根据导频符号之后的数据符号对步骤(2)获得的FBMC导频符号叠加一组修正量获得修正FBMC导频符号；在所述修正FBMC导频符号后加上数据符号进行调制获得第四多载波导频序列。第四多载波导频序列即FBMC系统实际发射的多载波导频序列，接收端利用该多载波导频序列进行信道估计。

优选地，上述的方法，对其第一多载波导频序列所加的窗口包括前零值区、前过渡区、平坦区、后过渡区和后零值区；所述窗口在前过渡区、后过渡区均呈滚降状；所述窗口在前过渡区、后过渡区的幅值均不超过其在平坦区的幅值；所述窗口在前零值区和后零值区内幅值为0。

优选地，上述的方法，其窗口在前过渡区、后过渡区均为余弦滚降序列；

所述前过渡区的幅值

所述后过渡区的幅值

其中，f(t)是指对应坐标t的幅值，t是指采样点时间序列，M是指FBMC系统的复数符号间隔包含的采样点数，它和FBMC系统的子载波数是相等的，过渡区幅值由0增至1，保证了窗口的过渡区的幅值不超过平坦区的幅值，发送整段数据时发射功率稳定。

优选地，上述的方法，上述的整体相近度的值

P＝P_{(前零值区)}C_{(前零值区)}+P_{(前过渡区)}C_{(前过渡区)}+P_(平坦区)C_(平坦区)+P_{(后过渡区)}C_{(后过渡区)}+P_{(后零值区)}C_{(后零值区)}；

其中，前零值区相近度P_{(前零值区)}是前零值区内第三多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

前过渡区相近度P_{(前过渡区)}是前过渡区内第三多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

平坦区相近度P_(平坦区)是平坦区内第三多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

后过渡区相近度P_{(后过渡区)}是后过渡区内第三多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

后零值区相近度P_{(后零值区)}是后零值区内第三多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

C_{(前零值区)}为前零值区权重，C_{(前过渡区)}为前过渡区权重，C_(平坦区)为平坦区权重，C_{(后过渡区)}为后过渡区权重，C_{(后零值区)}为后零值区权重。

优选地，上述的方法，其修正量根据以下方法获得，

将使得第四多载波导频序列与第二多载波导频序列的整体相近度最佳的修正量作为修正量；该整体相近度的值

P2＝P2_{(前零值区)}C2_{(前零值区)}+P2_{(前过渡区)}C2_{(前过渡区)}+P2_(平坦区)C2_(平坦区)+P2_{(前过渡区)}C2_{(后过渡区)}+P2_{(后零值区)}C2_{(后零值区)}

其中，前零值区相近度P2_{(前零值区)}是前零值区内第四多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

前过渡区相近度P2_{(前过渡区)}是前过渡区内第四多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

平坦区相近度P2_(平坦区)是平坦区内第四多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

过渡区相近度P2_{(后过渡区)}是后过渡区内第四多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和；

后零值区相近度P2_{(后零值区)}是后零值区内第四多载波导频序列与第二多载波导频序列差值的绝对值的平方和。

C2_{(前零值区)}为前零值区权重，C2_{(前过渡区)}为前过渡区权重，C2_(平坦区)为平坦区权重，C2_{(后过渡区)}为后过渡区权重，C2_{(后零值区)}为后零值区权重。

利用构造好的多载波导频序列进行信道估计的方法是：接收端对接收到的第四多载波导频序列进行傅里叶变换处理，然后将导频载波上的接收值除以导频载波上的发送值即可获得信道估计结果。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

(1)在现有技术中，FBMC符号经过调制之后，由于滤波器的原因会使得调制之后的时域信号前端有一定长度的拖尾，这一拖尾并没有包含实际有用的信息，但占用了时域资源；本发明通过将第二多载波导频序列在窗口的前零值区置0，使得导频符号经过FBMC调制之后前端数据趋于0，增加了频谱利用率；

(2)在现有技术中，利用OFDM信道估计的方法显然不能应用于FBMC系统中，OFDM的导频符号与数据在同一时间点相互正交，而FBMC系统中相邻符号间存在干扰，这就使得接收端无法恢复纯净的导频信息；本发明的方法将导频序列与数据序列在时间点上前后连接，并根据第二多载波导频序列找到一组修正FBMC导频符号，根据该修正FBMC导频符号进行调制，以在指定时间区间内能够生成纯净的多载波导频序列，可更加准确的进行信道估计。

附图说明

图1是实施例中的导频结构示意图；

图2是实施例提供的生成所需FBMC导频符号方法的流程图；

图3是实施例中加载在6个单载波上发送的第一多载波导频序列；

图4是对第一多载波导频序列加窗的窗口；

图5是实施例中对第一多载波导频序列加窗之后生成的第二多载波导频序列；

图6是实施例中在时间点上的FBMC导频符号的结构及FBMC调制后的时域范围；

图7是实施例中数据符号和修正量经过FBMC调制后在所述窗口内的影响范围；

图8是实施例中生成的被干扰序列的示意图；

图9是实施例中生成的第四多载波导频序列的示意图；

图10是实施例中在指定时间区间内第二多载波导频序列与第四多载波导频序列的SNR的ccdf曲线示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明所提供的方法，通过寻找一组FBMC导频符号，使其经过FBMC调制后的第四多载波导频序列在指定时间区间内与目标多载波导频序列，也即第二多载波导频序列，尽可能接近；导频符号的结构如图1所示，定义0时间点与1时间点之间的间隔为符号间隔，定义0时间点与2时间点之间的间隔为复数符号间隔；当用户占用的子载波为i₁至i₂号子载波，则仅需发送一组i₁至i₂号子载波上的FBMC导频符号，FBMC导频符号的前部分为导频符号，后部分为数据符号；通过导频符号调制后生成的第四多载波导频序列得到信道在i₁至i₂频点上的信道响应。

实施例提供的基于FBMC调制在指定时间区间内生成多载波导频序列的方法，其流程如图2所示，具体包括如下步骤：

(1)根据下式生成第一多载波导频序列；

其中，t表示采样点时间序列，S(t)表示对应时间t的多载波导频序列，w(m)表示各单载波的相位，F表示多载波导频序列在时域上的偏移，M是指FBMC系统的子载波个数，Ω是指发送导频信号的频点集合。

找到一组相位w(m)使得时域数据S(t)有零点，时域偏移F的确定标准是：让时域零点成为所截取信号的起始点，通过设置使得第三多载波导频序列有更清晰的起点和终点。

(2)对第一多载波导频序列加窗得到第二多载波导频序列；实施例中，窗口在平坦区为1，在前零值区和后零值区均为0，在前、后过渡区设置为余弦滚降序列；

前过渡区的幅值

后过渡区的幅值

其中，f(t)是指对应坐标t的幅值，t是指采样点时间序列，M是指FBMC系统的复数符号间隔包含的采样点数，与FBMC系统的子载波数相等，过渡区幅值由0增至1，保证了窗口的过渡区的幅值不超过平坦区的幅值，发送整段数据时发射功率稳定。

(3)通过以下方法确定FBMC导频符号，使得该FBMC导频符号在经FBMC调制之后得到的第三多载波导频序列与第二多载波导频序列尽量接近；

即为：找到一组FBMC导频符号使得P最小；

P＝P_{(前零值区)}C_{(前零值区)}+P_{(前过渡区)}C_{(前过渡区)}+P_(平坦区)C_(平坦区)+P_{(后过渡区)}C_{(后过渡区)}+P_{(后零值区)}C_{(后零值区)}

其中，C_{(前零值区)}＝1，C_{(前过渡区)}＝小于1的系数，C_(平坦区)＝1，C_{(后过渡区)}＝0，C_{(后零值区)}＝小于1的系数；

(4)在FBMC导频符号的基础上叠加一组修正量，使得FBMC导频符号与数据经FBMC调制后的第四多载波导频序列在指定时间区间内仍与第二多载波导频序列接近。

使得上述的第四多载波导频序列与第二多载波导频序列尽可能接近的方法为，找到一组修正量使得P2最小；

P2＝P2_{(前零值区)}C2_{(前零值区)}+P2_{(前过渡区)}C2_{(前过渡区)}+P2_(平坦区)C2_(平坦区)+P2_{(前过渡区)}C2_{(后过渡区)}+P2_{(后零值区)}C2_{(后零值区)}

其中，C2_{(前零值区)}＝C2_{(前过渡区)}＝C2_{(后过渡区)}＝0，C2_(平坦区)＝1，C2_{(后零值区)}＝小于1的系数。

以下结合具体实施例及数据进行进一步地阐述：

(1)本实施例中，FBMC系统的子载波个数为M＝256；其中用户可使用的子载波数M′＝12，即1～12号子载波，多载波导频信号在m＝1,3,5,7,9,11的6个FBMC子载波上发送；

生成多载波导频序列

通过计算机搜索得到w(m)＝[135,45,270,45,90,90]，时域偏移量F＝49；生成的第一多载波导频序列如图3所示。

(2)对第一多载波导频序列加窗得到第二多载波导频序列；实施例中，窗口包括前零值区，前过渡区，平坦区，后过渡区和后零值区5个部分；其中前零值区和后零值区均为0，平坦区为1，前、后过渡区为余弦滚降序列；

前过渡区函数公式为：

后过渡区函数公式为：

其中M是FBMC系统的复数符号间隔包含的采样点数，数值上与FBMC系统的子载波个数相等；过渡区包含的采样点个数为平坦区包含的采样点个数为整段窗口如图4所示。对第一多载波导频序列加窗之后得到第二多载波导频序列，设第二多载波导频序列在所加窗口各区域内的序列为S_{(前零值区)}，S_{(前过渡区)}，S_(平坦区)，S_{(后过渡区)}，S_{(后零值区)}，它们的时域范围分别为

其中S_{(前零值区)}＝S_{(后零值区)}＝0，如图5所示。

(3)找到一组FBMC导频符号使得P最小；

P＝P_{(前零值区)}C_{(前零值区)}+P_{(前过渡区)}C_{(前过渡区)}+P_(平坦区)C_(平坦区)+P_{(后过渡区)}C_{(后过渡区)}+P_{(后零值区)}C_{(后零值区)}

FBMC导频符号矩阵记为V，V的大小为12行14列，对应1～12号子载波的5～18号时间点上的符号。V_T表示V在时间点上的符号个数，这里V_T＝14，如图6所示，其中虚线表示第一个和最后一个FBMC导频符号经调制后的时域范围。

因为有

P_{(前零值区)}＝||0-G₁v||²

P_{(前过渡区)}＝||S_{(前过渡区)}-G₂v||²

P_(平坦区)＝||S_(平坦区)-G₃v||²

P_{(后过渡区)}＝||S_{(后过渡区)}-G₄v||²

P_{(后零值区)}＝||0-G₅v||²

其中，v是FBMC导频符号V按列排列的向量；G₁,G₂,G₃,G₄,G₅可以通过FBMC调制得到，大小分别为行V_TM′列，行V_TM′列，行V_TM′列，行V_TM′列，行V_TM′列。

则：

P＝||0-G₁v||²C_{(前零值区)}+||S_{(前过渡区)}-G₂v||²C_{(前过渡区)}+||S_(平坦区)-G₃v||²C_(平坦区)+||S_{(后过渡区)}-G₄v||²C_{(后过渡区)}+||0-G₅v||²C_{(后零值区)}

由于v是实数，而上式中的参数S_{(前零值区)}，S_{(前过渡区)}，S_(平坦区)，S_{(后过渡区)}，S_{(后零值区)}，G₁,G₂,G₃,G₄,G₅均为复数，所以可将上式转换为：

其中C_{(前零值区)}＝1，C_{(前过渡区)}＝0.4，C_(平坦区)＝1，C_{(后过渡区)}＝0，C_{(后零值区)}＝0.7；

R[·]，I[·]分别表示取实部和取虚部处理。

为了使P最小，则

(4)确定FBMC导频符号的修正量；在上一步得到的FBMC导频符号后面加上数据进行FBMC调制得到被干扰序列；FBMC导频符号的修正量经FBMC调制后的序列应该尽量接近第二多载波导频序列与被干扰序列的差值。

在实施例中，对平坦区产生影响的数据符号在时间点上的范围为19～21，如图7所示。为了降低计算复杂度，实施例只使用数据的第1个时间点(也就是19时间点)上的符号来计算被干扰序列，此时得到的被干扰序列的仿真图如图8所示，图中可以看出被干扰序列在平坦区的后面部分受到了数据的干扰。

本实施例中修正量矩阵V′的大小为12行1列，对应1～12号子载波的17号时间点上的符号；V′_T表示V′在时间点上的符号个数，这里V′_T＝1。

因为本实施例中只关注平坦区和后零值区受到数据符号所产生的影响，所以令C2_{(前零值区)}＝C2_{(前过渡区)}＝C2_{(后过渡区)}＝0，设第二多载波导频序列与被干扰序列在平坦区和后零值区的差值分别为S′_(平坦区)，S′_{(后零值区)}，其时域范围分别为则

P2_(平坦区)＝||S′_(平坦区)-G₃v′||²

P2_{(后零值区)}＝||S′_{(后零值区)}-G₅v′||²

v′是修正量V′按列排列的向量。

则P2＝||S′_(平坦区)-G₃v′||²C2_(平坦区)+||S′_{(后零值区)}-G₅v′||²C2_{(后零值区)}

因为v′是实数，而上式中的参数S′_(平坦区)，S′_{(后零值区)},G₃,G₅均为复数，所以将上式写成：

其中C2_(平坦区)＝1，C2_{(后零值区)}＝0.02，

为了使P2最小，则

将FBMC导频符号与相应位上的修正量相加的结果就是修正FBMC导频符号；根据修正FBMC导频符号所获得的第四多载波导频序列如图9所示。从图9可以看出，FBMC系统实际发射的多载波导频序列在前零值区的幅值近似为0，在平坦区与多载波导频序列相近。

根据以下公式计算平坦区中间(即FFT窗口)长度内的第四多载波导频序列与第二多载波导频序列之间的SNR：

SNR的ccdf曲线如图10所示，从该图中可以看出仿真得到的SNR在大多数情况下达到40dB及以上，表明FBMC导频符号经FBMC调制后的第四多载波导频序列在平坦区十分接近多载波导频序列。

利用构造好的多载波导频序列进行信道估计的方法是：接收端对接收到的第四多载波导频序列平坦区中间区域进行傅里叶变换处理，然后将导频载波上的接收值除以导频载波上的发送值就得到了信道估计结果。

在本实施例中，由于导频信号在6个FBMC子载波上发送，所以接收端能够收到6个频点的准确信息，除这6个频点相应的发送值即可得到6个频点上的信道估计结果，通过信道插值可得到所需估计的所有频点信息。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。