角向夹持双径向电子束角度对数平面曲折慢波线慢波结构

摘要

本发明公开一种角向夹持双径向电子束角度对数平面曲折慢波线慢波结构，涉及径向束行波管慢波系统领域，包括金属腔体，以及位于金属腔体内部的角度对数金属平面曲折慢波线、上理想阴极、下理想阴极、介质支撑杆一、介质支撑杆二；本发明解决了径向束行波管在工作过程中，散焦电子束容易轰击角度对数微带线造成角度对数微带线的熔断，导致角度对数微带慢波结构失效的问题。

说明书

技术领域

本发明属于径向束行波管慢波系统领域，具体为一种用于径向束行波管的注波互作用系统。

背景技术

电真空微波功率器件中的行波管，具有工作频带宽、输出功率大、互作用效率高及寿命长等特点，在电子对抗、军民通信领域得到广泛应用，其性能决定整机装备的整体水平。

基于微带线的角度对数慢波结构的径向束行波管具有工作电压低、工作频带宽、体积小等特点。角度对数微带慢波结构使用的板上微带线的厚度在(0.004～0.018)mm的范围内。

专利号为201611144229.8的专利公开了“基于光子带隙结构加载的角度径向对数曲折线微带慢波结构”，包括微带慢波结构，按角度径向对数规律呈周期的曲折线结构分布，光子带隙结构，与微带慢波结构相互独立、与微带慢波结构内行波位移矢量有间隔距离且对行波的传播场产生互作用。此文件中的微带慢波线也就是本发明所说的对数平面曲折慢波线。此公开文件还公开了：微带慢波结构设置在介质基底一侧，且所述的介质基底为扇形几何结构的、厚度为0.254 毫米的石英介质板，与微带慢波结构重合的位置有一定高度的凸起。但是上述方案有存在这严重的加工困难的问题，具体为：第一，在对石英介质板加工的时候，要加工“与微带慢波结构重合的位置的一定高度的凸起”非常困难；第二，角度径向对数曲折线的材质为金属，在进行整管装配的过程中存在,不能使用机械夹持的方法装配,微带线结构慢波系统的石英介质基板在进行整片焊接时，由于焊料流散的均匀性、石英与金属之间的膨胀系数差异等原因，易造成石英介质基板的断裂，造成慢波系统的失效。

发明内容

本发明的目的在于：现有的角度径向对数曲折线微带慢波结构存在着加工困难的问题，具体为：具体为：第一，在对石英介质板加工的时候，要加工“与微带慢波结构重合的位置的一定高度的凸起”非常困难；第二，角度径向对数曲折线的材质为金属，在进行整管装配的过程中存在,不能使用机械夹持的方法装配, 微带线结构慢波系统的石英介质基板在进行整片焊接时，由于焊料流散的均匀性、石英与金属之间的膨胀系数差异等原因，易造成石英介质基板的断裂，造成慢波系统的失效。为了解决这个问题，本发明提供一种角向夹持的双径向电子束角度对数平面曲折慢波线慢波结构。

本发明的方案如下：

一种角向夹持的双径向电子束角度对数平面曲折慢波线慢波结构，包括金属腔体，以及位于金属腔体内部的角度对数金属平面曲折慢波线、上理想阴极、下理想阴极、介质支撑杆一、介质支撑杆二。

所述金属腔体上设有输入端口和输出端口，输入端口和输出端口均与金属腔体内部连通。

所述角度对数金属平面曲折慢波线为截取角度θ后对数螺旋线的通过首尾依次连接构成的平面曲折慢波线，且相邻两条对数螺旋线在直角连接处有倒角；所述角度对数金属平面曲折慢波线的两端分别延长，延长段作为输入内导体和输出内导体。

所述上理想阴极和下理想阴极对称置于角度对数金属平面曲折慢波线的轴向两侧，上理想阴极和下理想阴极用于提供覆盖整个角度对数金属平面曲折慢波线的扇形径向电子束。

所述介质支撑杆一位于角度对数金属平面曲折慢波线输入输出端的一侧，所述介质支撑杆二位于角度对数金属平面曲折慢波线输入输出端的另一侧，局部金属化的介质支撑杆一和介质支撑杆二的一侧与角度对数金属平面曲折慢波线连接、另一侧与金属腔体的内壁连接，从而实现对角度对数金属平面曲折慢波线的支撑。

具体地，所述角度对数金属平面曲折慢波线的每一条对数螺旋线的截面为矩形，矩形截面的尺寸为厚度t＝0.05～0.2mm，宽度W＝0.05～0.1mm；所述倒角的尺寸为1.6×W×sin(π/4)×45°。

具体地，所述的局部金属化的介质支撑杆一和介质支撑杆二的具体结构为：与金属腔体的内壁接触的一侧进行金属化，与角度对数金属平面曲折慢波线接触的部分进行金属化，其他不接触的部分不进行金属化。介质支撑杆一和介质支撑杆二有效支撑角度对数金属平面曲折慢波线，保持其在真空腔中的相对位置，支撑杆一和支撑杆二需要进行局部金属化；并且，局部金属化后的支撑杆还可以起到角度对数金属平面曲折慢波线与金属腔体的绝缘作用，同时确保角度对数金属平面曲折慢波线直角折弯之间的绝缘。

具体地，介质支撑杆一和介质支撑杆二的局部金属化的具体结构为：与金属腔体的内壁接触的一侧进行金属化，与角度对数金属平面曲折慢波线接触的部分进行金属化，其他不接触的部分不进行金属化。

优选地，所述金属腔体为长方体形，所述输入端口和输出端口分别位于金属腔体的正面的左右两端，输入内导体的几何中心与输入端口的几何中心重合，输出内导体的几何中心与输出端口的几何中心重合。

具体地，所述所述输入端口和输出端口均为边长L_port＝0.5～1.5mm正方形。

具体地，所述上理想阴极2和所述下理想阴极3对称置于角度对数金属平面曲折慢波线的轴向两侧。

具体地，所述扇形径向电子束与角度对数金属平面曲折慢波线之间的间距为 0.02～0.2mm，扇形径向电子束的厚度t_cathode＝0.2mm，扇形径向电子束的角度为θ。

具体地，介质支撑杆一和介质金属杆二的厚度t均与角度对数金属平面曲折慢波线的厚度相同，宽度W_bar＝0.1～1mm，介质支撑杆一的长度L_bar1＝L- (0.1～0.3)mm，介质支撑杆二的长度L_bar2＝L-2W。

优选地，介质支撑杆一和介质支撑杆二与角度对数金属平面曲折慢波线连接方式为焊接，与金属腔体的内壁连接的方式也为焊接。

优选地，介质支撑杆一和介质支撑杆二的材料均为氧化铍或氮化硼陶瓷。

本发明的原理如下：

一定频率的电磁波通过输入端口馈入由角度对数金属平面曲折慢波线、支撑杆一和支撑杆二构成的慢波系统，并沿角度对数金属平面曲折慢波线传播。在传播过程中，电磁波的径向分量电场与具有一定直流功率的扇形径向电子束进行持续的能量交换，使扇形径向电子束的直流功率传递给沿角度对数金属平面曲折慢波线传输的电磁场，使其得到放大，放大后的电磁波通过输出端口馈入到负载(或天线)等微波器件。

角度对数金属平面曲折慢波线的金属线厚度为(0.05～0.2)mm的高熔点金属，如金属钼，在工作过程中，部分散焦电子束轰击角度对数金属平面曲折慢波线时不易熔断，可有效提高工作稳定性。

本发明采用双扇形径向电子束，工作电流和电压均相同，当工作电压为 1400V，束电流为0.15A，输入功率为1W时，35GHz输出功率为67.5W，电子效率为16.07％，当工作电压为2600V，束电流为0.15A输入功率为1W时，26GHz 的输出功率为79W，对应的电子效率为10.13％，说明，本结构具有多模工作的潜力，即使用不同的工作电压，可实现对不同频率范围内的微波进行放大，且具有较高的电子效率。

采用上述方案后，本发明的有益效果在于：

(1)采用了介质支撑杆一和介质支撑杆二来支撑角度对数金属平面曲折慢波线，金属平面曲折慢波线的底部不需要与金属腔体的内壁底部接触，金属腔体内壁的底部也不需要与角度对数金属平面曲折慢波线相应的凸起，只需要将介质支撑杆一和介质支撑杆二与金属平面曲折慢波线的侧面连接，再加上介质支撑杆一和介质支撑杆二的底面与金属腔体的内壁底部接触，采用这种方式将角度对数金属平面曲折慢波线固定在金属腔体内，并且，本发明的平面曲折慢波线是采用的金属材料，介质支撑杆一和介质支撑杆二与金属平面曲折慢波线、金属腔体连接的部分都是采用的金属材料，这些都大大减小了加工难度。

(2)省去了介质基板；对于专利号为201611144229.8的专利，在工作过程中，散焦电子束不仅会轰击在微带线的表面，也会轰击在介质基板的表面，由于介质基板属于绝缘材料，电子会在轰击区域积累形成静电场，该静电场会进一步影响径向电子束的运行状态，破坏在微带慢波线表面的电子束形态，影响互作用效果。当电荷积累到一定程度时，会造成局部放电，可能破坏其周围的微带线，造成慢波系统的失效。本发明中，扇形径向电子束的运行范围内不含有介质材料，有效地避免了上述缺陷。

(3)由于金属平面曲折慢波线的底部没有与金属腔体内壁底部接触，将理想阴极分为上下两个，可以发出双扇形径向电子束，将充分利用平面型角度对数金属曲折线上下两面的表面径向场分量，从而获得更明显的注波互作用效果，得到较高的电子效率。

(4)专利号为201611144229.8的专利中的微带线的厚度为0.004～0.018mm，材料为金(或铜)，金和铜的熔点分别为1064.18℃和1083℃。而本发明中，角度对数金属平面曲折慢波线的厚度为0.05～0.2mm，材料为钼，熔点为2620℃，将极大地提升慢波线的抗电子束轰击能力，保证器件在工作过程中的稳定性和可靠性。

(5)对于介质支撑杆一和介质支撑杆二采用局部金属化结构，与金属腔体的内壁接触的一侧进行金属化，与角度对数金属平面曲折慢波线接触的部分进行金属化，其他不接触的部分不进行金属化，局部金属化后的支撑杆还可以起到角度对数金属平面曲折慢波线与金属腔体的绝缘作用，同时确保角度对数金属平面曲折慢波线直角折弯之间的绝缘。

附图说明

图1为本发明的互作用腔体的局部剖切示意图；

图2为本发明的前视图；

图3角度对数曲折线的单周期构成示意图

图4角度对数平面曲折慢波线俯视图

图5为介质支撑杆的结构示意图；

图6为介质支撑杆加载的角度对数金属曲折线慢波结构俯视图；

图7为实施例的检测结果示意图一；

图8为实施例的检测结果示意图一；

图中标记：1-金属腔体，11-输入端口，12-输出端口，2-上理想阴极，3- 下理想阴极，4-介质支撑杆一，5-介质支撑杆二，6-角度对数金属平面曲折慢波线，7-输入内导体，8-输出内导体。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的方案进行进一步地详细说明。

如图1所示，一种角向夹持的双径向电子束角度对数平面曲折慢波线慢波结构，包括金属腔体1，以及位于金属腔体1内部的角度对数金属平面曲折慢波线 6、上理想阴极2、下理想阴极3、介质支撑杆一4、介质支撑杆二5。

如图2所示，金属腔体1上设有输入端口11和输出端口12，输入端口11 和输出端口12均与金属腔体1内部连通；所述金属腔体1为长方体形，所述输入端口11和输出端口12分别位于金属腔体1的正面的左右两端，输入端口11 和输出端口12均为边长L_port＝0.5～1.5mm正方形。输入内导体7的几何中心与输入端口11的几何中心重合，输出内导体8的几何中心与输出端口12的几何中心重合。

金属腔体之所以材料为金属，是因为在整个结构装配时，腔体在整管装配的时候构成真空隔离的壳体，真空管在装配过程中需要进行高温焊接，比如 (780～820)℃的氢焊，550℃的排气工序，必须使用金属材料，一般采用镍铜合金、弥散无氧铜等；并且，电磁波在角度对数金属平面曲折慢波线上传输，金属腔体的内壁构成电壁，对信号起到屏蔽(或约束)的作用。

如图3和图4所示，角度对数金属平面曲折慢波线6为截取角度θ后对数螺旋线的通过首尾依次连接构成的平面曲折慢波线，且相邻两条对数螺旋线在直角连接处有倒角；所述角度对数金属平面曲折慢波线6的两端分别延长，延长段作为输入内导体7和输出内导体8，延长段的长度L_port＝0.5～3mm。下面，将对角度对数金属平面曲折慢波线6的形成过程以及参数作具体说明。

对数螺旋的定义为：其中，b＝(14～18)mm为表征对数螺旋线起始半径的参数，p＝(0.0012～0.0022)为表征对数螺旋线线圈之间间隔大小的参数。在本实施例中，角度对数金属平面曲折慢波线的扫掠角度为θ，因此，首段角度对数螺旋线的定义为：其中首段。如图3所示，第2段角度对数螺旋线的定义为：其中，的取值与第一段角度对数螺旋线相同，为：图3中，首段和第2段角度对数螺旋线的端点分别是①、②和③、④，点⑤为3段角度对数螺旋线的起点，公式为：R₃＝be^4πp。使用线段依次首尾连接以上5个点构成角度对数螺旋线的一个周期。第3段至第n>

如图4所示，角度对数金属平面曲折慢波线6的每一条对数螺旋线的截面为矩形，矩形截面的尺寸为厚度t＝0.05～0.2mm，宽度W＝0.05～0.1mm；所述倒角的尺寸为1.6×W×sin(π/4)×45°。矩形截面沿角度对数平面曲折慢波线扫掠，使用高熔点金属材料，构成角度对数金属平面曲折慢波线6。角度对数金属平面曲折慢波线6的总长度：L＝W+b(e^2nπp-1)。

如图2和图5所示，上理想阴极2和下理想阴极3对称置于角度对数金属平面曲折慢波线6的轴向两侧，上理想阴极2和下理想阴极3用于提供覆盖整个角度对数金属平面曲折慢波线6的扇形径向电子束；本实施例中，上理想阴极2 和下理想阴极3在靠近输入输出端的一侧。径向电子束应覆盖互作用区域，从小半径往大半径，为发散型电子束；从大半径往小半径，为收敛型电子束。如果放置在输出内导体一侧，理论上应获得与放置在输入内导体一侧相同的效果。只是，习惯上，成为电子束运动方向的起始端为输入端，如果理想阴极放在大半径一侧，原输出内导体就变成了输入内导体。扇形径向电子束与角度对数金属平面曲折慢波线1之间的间距为0.02～0.2mm，扇形径向电子束的厚度 t_cathode＝0.2mm，扇形径向电子束的角度为θ。

如图6所示，介质支撑杆一4和介质支撑杆二5的材料均为氧化铍或氮化硼陶瓷。介质支撑杆一4位于角度对数金属平面曲折慢波线6输入输出端的一侧，所述介质支撑杆二5位于角度对数金属平面曲折慢波线6输入输出端的另一侧，局部金属化的介质支撑杆一4和介质支撑杆二5的一侧与角度对数金属平面曲折慢波线6焊接、另一侧与金属腔体1的内壁焊接，从而实现对角度对数金属平面曲折慢波线6的支撑。介质支撑杆一4和介质金属杆二5的厚度t均与角度对数金属平面曲折慢波线6的厚度相同，宽度W_bar＝0.1～1mm，介质支撑杆一4的长度L_bar1＝L-0.1～0.3mm，介质支撑杆二5的长度L_bar2＝L-2W。介质支撑杆用于支撑角度对数金属平面曲折慢波线，同时起到使角度对数金属平面曲折慢波线与互作用腔之间隔离的作用。

采用本具体实施例中制备出来的角向夹持的双径向电子束角度对数平面曲折慢波线慢波结构，试验后得到的具体参数如下：

当工作电压为1400V，输入功率为1W时，35GHz的输出功率见图7，经换算，输出功率为67.5W，增益为10lg(135/1)＝18.3dB。电子效率为：输出功率/电子束直流功率＝67.5/(1400*0.15*2)*100％＝16.07％.

当工作电压为2600V，输入功率为1W时，26GHz的输出功率见图8，经换算，输出功率为79W，增益为10lg(157.9/1)＝18.9dB。电子效率为：输出功率/电子束直流功率＝79/ (2600*0.15*2)*100％＝10.13％。