适用于大型停车场的直流慢充桩及鲁棒控制器设计方法

摘要

本发明公开了一种适用于大型停车场的直流慢充桩及鲁棒控制器设计方法，在停车场配电间的交流进线侧安装三相工频变压器进行总电气隔离，在三相工频变压器的出线侧并联有源电力滤波器(Active power filter，APF)，三相工频变压器的出线侧还并联连接有若干直流慢充桩模块，单个所述直流慢充桩模块包括前级无滤波电容的三相不控整流桥以及后级Superbuck充电接口变换器。该直流慢充桩具有可靠性和效率高、结构和控制简单且成本较低等优点；由于输入电压为六倍频直流脉波，因此充电接口变换器的右半平面零点随着工作电压而不断变化，且输出侧含有较大的低频纹波(Low Frenquency Ripple，LFR)分量。

说明书

技术领域

本发明属于电动汽车充电技术领域，具体涉及一种适用于大型停车场的直流慢充桩及鲁棒控制器设计方法。

背景技术

充电基础设施建设是影响电动汽车推广成效的重要因素。有研究表明，在停车场集中建设慢充桩，通过慢充方式充电，即可满足我国大部分电动私家车一日的行驶需求。与交流慢充桩相比，直流慢充桩同样具有体积小、利于成组建设等优点，且不需要车载充电机配合就可实现对动力电池能源补给，充电功率选择更为灵活。因此，大型停车场用直流慢充桩有望发展成为我国重要的充电设施类型。

为了满足网侧电流质量要求以及实现动力电池的能量补给，大型停车场用直流慢充桩必须包含两个部分：三相整流滤波电路(实现AC/DC变换及功率因数校正)和充电接口变换器(实现多阶段充电控制)。

现有的三相整流滤波措施大致可分为三种：三相PWM整流、三相不控整流+功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)以及APF+三相不控整流。与三相PWM整流方案相比，后两种方案的结构和控制更为简单、且成本较低。然而，三相PFC变换器与不控整流电路级联，需要传递有功功率，因此系统效率较低。而APF与不控整流电路并联，其仅仅向三相不控整流电路提供谐波补偿，通态损耗较低，因此在中大功率应用场合更加具有优势。此外，上述三种整流滤波电路的输出端均采用高压、大容量电解电容。而大型停车场直流慢充系统的运行环境非常恶劣(高温、暴晒)，故这种场合下电解电容的使用寿命将急剧缩短，导致系统可靠性严重下降。

充电接口变换器的安全性、电磁干扰、效率、成本、体积等性能对直流慢充桩是否经济、可靠地工作至关重要。一般而言，三相整流电路的输出电压高于500V，而动力电池的电压变化范围是200V-420V，因此充电桩的后级变换器通常采用具有降压能力的隔离型拓扑，如全桥变换器和半桥变换器。这些变换器不需要增加额外的谐振元件，仅采用特殊的控制策略(移相控制、变频控制)就可实现开关管的软开关，具有效率较高、结构简洁等优点。然而，高频变压器的存在，限制了系统效率进一步提高，且增加了变换器的体积和重量。

发明内容

发明目的：本发明的目的是为了解决现有技术中的不足，提供一种具有可靠性和效率高、结构和控制简单且成本较低等优点的适用于大型停车场的直流慢充桩及鲁棒控制器设计方法。

技术方案：本发明所述的一种适用于大型停车场的直流慢充桩，在停车场配电间的交流进线侧安装三相工频变压器进行总电气隔离，在三相工频变压器的出线侧并联APF，三相工频变压器的出线侧还并联连接有若干直流慢充桩模块，单个所述直流慢充桩模块包括前级无滤波电容的三相不控整流桥以及后级Superbuck充电接口变换器；

所述三相不控整流桥由多个二极管构成，所述Superbuck充电接口变换器包括输入滤波电感L₁、输入滤波电感寄生电阻R_L1、储能电感L₂、储能电感寄生电阻R_L2、储能电容C₁、输出滤波电容C₂、开关管S和二极管D，所述输入滤波电感L₁的一端与三相不控整流桥的输出端连接，输入滤波电感L₁的另一端连接有输入滤波电感寄生电阻R_L1的一端，输入滤波电感寄生电阻R_L1的另一端并联连接有开关管S的一端和储能电容C₁的一端，所述储能电容C₁的另一端并联连接有二极管D的一端和储能电感L₂的一端，所述储能电感L₂的另一端连接有储能电感寄生电阻R_L2的一端，所述开关管S的另一端和二极管D的另一端共同连接有输出滤波电容C₂的一端，所述输出滤波电容C₂的另一端连接有储能电感寄生电阻R_L2的另一端。

进一步的，所述储能电容C₁的另一端连接有二极管D的阳极，二极管D的阴极连接有开关管S的另一端。

进一步的，所述储能电容C₁和输出滤波电容C₂均采用CBB电容。

进一步的，单个所述直流慢充桩模块中还包括控制回路，所述控制回路包括前馈控制器和PI控制器，由前馈控制器对输入电压进行采样，并将其采样值与PI控制器的输出相减得到调制信号。

本发明还公开了上述一种适用于大型停车场的直流慢充桩的鲁棒控制器设计方法，包括基于全局扫描的鲁棒稳定PI控制器设计方法和基于闭环转移导纳的输出侧低频纹波鲁棒抑制PI控制器设计方法：

基于全局扫描的鲁棒稳定PI控制器设计方法：根据劳斯稳定判据，借助Matlab软件，自动绘出所有工作条件下PI参数选择范围，其交叠区域即为鲁棒稳定区，Matlab的M文件步骤如下：

(1)初始化控制器存储数组Memory_s[a,b]＝1，其中，a＝(k_p,max-k_p,min)/k_p,step，b＝(k_i,max-k_i,min)/k_i,step)；

(2)U_in＝U_in,min且U_o＝U_o,min时，判定存储数组中的PI参数是否满足劳斯稳定判据条件，若满足，则令Memory_s[x,y]＝1；否则，令Memory_s[x,y]＝0，其中，x＝(k_p-k_p,min)/k_p,step，y＝(k_i-k_i,min)/k_i,step)；

(3)U_in＝U_in,min且Uo＝Uo,_minUo,_step，若Memory_s[x,y]＝1，则验证该控制器参数在此工作点下是否满足稳定性条件；若Memory_s[x,y]＝0，则跳过该组参数，其本质是在上一个工作点的稳定工作区范围内选取该工作点下符合劳斯稳定判据条件的PI控制器参数；

(4)重复步骤(3)，直至Uo＝Uo,_max；

(5)U_in＝U_in,min+U_in,step，Uo在Uo,_min～Uo,_max之间变换，然后不断重复步骤(3)，直至U_in＝U_in,max；

(6)绘制满足Memory_s[x,y]＝1的PI控制器参数曲线，其包围区域即为鲁棒稳定区；

基于闭环转移导纳的输出侧LFR鲁棒抑制PI控制器设计方法：抑制输出侧LFR是将总电感电流的LFR含量压低至5％以下；在恒流模式下将|Y(j·600π)|取得最大值情况下抑制输出侧LFR，其中|Y(j·600π)|是300Hz处的闭环转移导纳；当|k|≥1时，只要恒流模式下输出侧LFR满足抑制要求，则恒压模式下其也自然满足要求，其中k＝1+G_v(s)Z_iLo(s)H₂/H₁，G_v(s)为电压环控制器的传递函数，Z_iLo(s)为输出电压对总电感电流的的传递函数，H₂为输出电压采样系数，H₁为总电感电流采样系数。

有益效果：本发明通过在停车场配电间的交流进线侧安装中等容量的三相工频变压器进行总电气隔离，以提高人身安全性；在三相工频变压器的出线侧并联APF，进行总的电流谐波补偿；直流慢充桩分为两部分：三相不控整流桥以及多模块并联降压型不隔离充电接口变换器，其具有结构和控制简单、效率高且成本较低等优点。与传统的Buck变换器相比，Superbuck变换器具有相同的电压增益，且其输入、输出电流均连续，因而前级APF的设计容量得以降低，且电磁干扰大大减小，因此更适合用作直流慢充桩的后级变换器。本发明的直流慢充桩采用无电解电容结构——即接口变换器的输入端无滤波电容，输出端采用CBB滤波电容——因此提高了直流充电桩运行的可靠性。

附图说明

图1为本发明的直流慢充桩整体架构示意图；

图2为本发明的单个直流慢充桩模块结构示意图；

图3为本发明的三相不控整流电路输出电压频谱分析图；

图4为本发明的不同充电模式下的控制结构框图；

图5为本发明的右半平面零点的存在区域示意图；

图6为本发明的基于全局扫描法的鲁棒PI控制器设计流程图；

图7为本发明的Y_iLv,cc(s)(恒流充电模式下的闭环转移导纳)波特图；

图8为本发明的PI控制器参数选择范围图；

图9为本发明的Y(j·600π)与U_o、U_in的三维关系图；

图10为本发明的电压控制器参数选择区域图；

图11为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V-10％，U_o＝250V)；

图12为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V-10％，U_o＝330V)；

图13为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V-10％，U_o＝355V)；

图14为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V，U_o＝250V)；

图15为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V，U_o＝330V)；

图16为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V，U_o＝355V)；

图17为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V+10％，U_o＝250V)；

图18为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V+10％，U_o＝330V)；

图19为本发明的CC模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V+10％，U_o355V)；

图20为本发明的CC模式且不同PI参数下的实验波形(k_p1＝0.1，k_i1＝1000)；

图21为本发明的CC模式且不同PI参数下的实验波形(k_p1＝0.1，k_i1＝3000)；

图22为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V-10％，U_o＝250V)；

图23为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V-10％，U_o＝330V)；

图24为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V-10％，U_o＝355V)；

图25为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V，U_o＝250V)；

图26为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V，U_o＝330V)；

图27为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V，U_o＝355V)；

图28为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V+10％，U_o＝250V)；

图29为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V+10％，U_o＝330V)；

图30为本发明的CV模式下的实验波形图(线电压U_l＝380V+10％，U_o＝355V)；

图31为本发明的在CC充电模式下系统效率曲线；

图32为本发明的在CV充电模式下系统效率曲线。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明的技术方案作进一步详细说明：

本发明提出了一种新型的大型停车场直流慢充桩系统架构，如图1所示。图中，在停车场配电间的交流进线侧安装中等容量的三相工频变压器进行总电气隔离，以提高人身安全性；在三相工频变压器的出线侧并联APF，进行总的电流谐波补偿；直流慢充桩分为两部分：三相不控整流桥以及多模块并联降压型不隔离充电接口变换器，其具有结构和控制简单、效率高且成本较低等优点。与传统的Buck变换器相比，Superbuck变换器具有相同的电压增益，且其输入、输出电流均连续，因而前级APF的设计容量得以降低，且电磁干扰大大减小，因此更适合用作直流慢充桩的后级变换器。

本发明所提直流慢充桩采用无电解电容结构——即接口变换器的输入端无滤波电容，输出端采用CBB滤波电容——因此提高了直流充电桩运行的可靠性。然而，充电接口变换器的输入电压也因此变为六倍频直流脉波。这一方面使得Superbuck变换器右半平面零点(Right Half Plane Zero,RHPZ)随着工作电压而不断改变，系统稳定性设计变得极为困难。彻底消除RHPZ无疑是简化鲁棒PI控制器设计的有效方法。增大储能电感与输入滤波电感的比例，可以消除RHPZ，但系统的体积、重量以及成本等均会严重增加。文献(JiaPengyu，Zheng T Q，Li Yan.Parameter design of damping networks for theSuperbuck converter[J].IEEE Trans.on Power Electronics，2013，28(8)：3845-3859.)采用RC阻尼网络消除了RHPZ，但降低了系统效率且增加了变换器的阶数。因此，本发明提出了一种适用于变结构系统的鲁棒控制器设计方法——全局扫描法。其基本思想是获取所有工作状况下的PI控制器参数选择范围，并得到交叠区域，即鲁棒稳定区。

另一方面，输入电压的低频脉动会传递到充电接口变换器的输出侧，使得动力电池组的充电损耗增加，工作温度上升，循环使用寿命下降。与压低输出LC滤波器的转折频率相比，采用合适的控制策略来抑制输出侧LFR，无疑是更好的选择。常用的输出侧LFR抑制策略有：平均电流控制、PI+QR控制、虚拟阻抗法、输入电压前馈控制。上述方案均有助于阻断输入侧LFR对输出侧的影响。然而，平均电流控制方式需要提高内环的快速性，而Superbuck变换器存在低频RHPZ，其带宽很难提高。PI+QR控制器的结构和设计较复杂，故很难兼顾充电接口变换器的鲁棒稳定性和LFR鲁棒抑制要求。虚拟阻抗法是通过对各状态量引入反馈环节实现输入扰动的抑制，一般用于低阶变换器。而Superbuck为四阶变换器，其很难得到实现虚拟阻抗的控制框图。采用输入电压前馈控制，可以极大地衰减输入噪声，实现变换器输出对输入扰动的解耦。为此，本发明采用结合输入电压前馈的平均电流控制，并提出了一种基于转移导纳的输出侧LFR鲁棒抑制PI控制器设计方法。

1.无电解电容直流慢充桩的结构及原理

图2给出了直流慢充桩单个模块的系统结构。其前级为无滤波电容的三相不控整流桥；后级为Superbuck充电接口变换器。所述三相不控整流桥由多个二极管构成，所述Superbuck充电接口变换器包括输入滤波电感L₁、输入滤波电感寄生电阻R_L1、储能电感L₂、储能电感寄生电阻R_L2、储能电容C₁、输出滤波电容C₂、开关管S和二极管D，所述输入滤波电感L₁的一端与三相不控整流桥的输出端连接，输入滤波电感L₁的另一端连接有输入滤波电感寄生电阻R_L1的一端，输入滤波电感寄生电阻R_L1的另一端并联连接有开关管S的一端和储能电容C₁的一端，所述储能电容C₁的另一端并联连接有二极管D的一端和储能电感L₂的一端，所述储能电感L₂的另一端连接有储能电感寄生电阻R_L2的一端，所述开关管S的另一端和二极管D的另一端共同连接有输出滤波电容C₂的一端，所述输出滤波电容C₂的另一端连接有储能电感寄生电阻R_L2的另一端。

图2中，储能电容C₁和输出滤波电容C₂均采用CBB电容。为了完成动力电池的CC、CV两阶段充电，且对输出侧的LFR分量进行有效抑制，采用引入输入电压(u_in)前馈的输出电压(u_o)、总电感电流(i_L)双闭环控制。当输出电压反馈值u_o,f小于基准电压U_o,ref(对应过充保护阈值U_o,max)，电压外环PI调节器饱和，其输出值I_L,ref(电流内环的基准值)被限幅于最大值(对应最大充电电流I_o,max)。此时，电压外环相当于开环，只有电流环在起调节作用，即系统工作在CC(恒流)模式。随着充电的进行，动力电池的端电压会持续上升。当u_o,f上升超过U_o,ref时，电压外环开始退饱和，系统工作在CV(恒压)模式。

由图2可知，三相不控整流电路的输出电压为六倍频直流脉波。规定直流慢充桩输入线电压U_l＝380V±10％(50Hz)，则直流脉波的最大值和最小值分别为590V和420V。

图3给出了U_l＝420V时，三相不控整流电路输出电压的频谱分析结果。可以看出，其含有300Hz及其倍频次谐波分量，且主要谐波分量为300Hz、600Hz以及900Hz。这些低频谐波分量的存在，使得充电接口变换器输出侧存在相应频率的纹波分量，严重影响动力电池的循环使用寿命。

2.Superbuck接口变换器的稳定性条件

2.1小信号模型

已有多篇文献讨论了Superbuck变换器小信号模型，具体可以参见Jia Pengyu，Zheng T Q，Li Yan.Parameter design of damping networks for the Superbuckconverter[J].IEEE Trans.on Power Electronics，2013，28(8)：3845-3859.以及MattiKarppanen，Juha Arminen，Teuvo Suntio，and et al.Dynamical modeling andcharacterization of peak-current-controlled superbuck converter[J].IEEETransactions on Power Electronics，2008，23(3)：1370-1380.两篇文章。为此，本发明直接给出下列传递函数：

1)总电感电流对占空比的传递函数：

式中，a₀-a₂、b₀-b₄的表达式如下：

a₀＝C₁(L₁+L₂)；

a₁＝C₁(R_L1+R_L2)+I_L[(1-D)L₂-DL₁]/U_C1；

a₂＝I_L[(1-D)R_L2-DR_L1]/U_C1+1；

b₀＝L₁L₂C₁C₂/U_C1；

b₁＝[L₁L₂C₁+C₁C₂R_b(L₂R_L1+L₁R_L2)]/(U_C1R_b)

其中，R_b为动力电池内阻(本发明用电压源U_b与电阻R_b的串联支路来等效动力电池)，U_c1为储能电容C₁端电压。

2)开环转移导纳的传递函数：

由式(2)可知，Y_iLv,o(s)本质上反映的是输入电压扰动对总电感电流的影响。

3)输出电压对总电感电流的传递函数：

2.2CC模式下的稳定性条件

CC模式下的系统闭环控制框图如图4(a)所示。由该图可得，系统闭环传递函数为：

式中，G₁(s)＝G_i(s)G_iLd(s)F_m为电流环前向通道传递函数；F_m为PWM调制器增益；G_i(s)为电流PI调节器的传递函数：

将式(1)和(5)代入(4)，可得CC模式下系统的闭环特征方程为：

b₀′s⁵+b₁′s⁴+b₂′s³+b₃′s²+b₄′s+b₅′＝0(6)

式中，b₀′-b₅′的表达式如下：

2.3CV模式下的稳定性条件

CV模式下的系统闭环控制框图如图4(b)所示。由该图可得，系统闭环传递函数为：

式中，G₂(s)＝G_v(s)G_i(s)G_iLd(s)Z_iLo(s)F_m为电压环前向通道传递函数，G_v(s)为电压环的控制器传递函数：

将式(1)、(3)和(8)代入(7)，可得CV模式下的闭环特征方程为：

b₀″s⁶+b₁″s⁵+b₂″s⁴+b₃″s³+b₄″s²+b₅″s+b₆″＝0(9)

式中，b₀″-b₆″的表达式如下：

3输出侧LFR传输机理及基本抑制策略

由图2可得，充电接口变换器的输出电流、输出电压对输入电压的传递函数分别为：

式中，Y_iLv(s)既代表开环转移导纳，也代表闭环转移导纳。可以看出，输入电压扰动对输出电流、电压的影响最终都表现为对总电感电流的影响，因此都可用Y_iLv(s)来表示。Y_iLv(s)的幅值增益越小，则由输入电压低频扰动引起的输出侧LFR分量越小。因而，减小Y_iLv(s)的幅值增益是抑制输出侧LFR分量的基本策略。

引入输入电压前馈，可有效减小系统闭环转移导纳幅值增益。由图4(a)可得，引入输入电压前馈后，CC模式下系统闭环转移导纳为：

式中，G_N(s)为输入电压前馈控制器。

由图4(b)可得，引入输入电压前馈后，CV模式下系统闭环转移导纳为：

一般情况下，G₁(s)H₁在低频段的幅值远大于1。因而，式(11)可以简化为：

式中，Y(s)＝(Y_iLv,o(s)-G_N(s)G_iLd(s)F_m)/G_iLd(s)，其仅与当前工作状况以及主电路参数有关，而与电流控制器参数无关。

式(12)可以简化为：

由式(13)和(14)可知，若要根本性消除输入电压扰动对总电感电流的影响，就要使得Y_iLv,cc(s)＝0，即：Y_iLv,o(s)-G_N(s)G_iLd(s)F_m＝0。则有：

将式(1)-(2)代入式(15)，可得到前馈控制器的表达式为：

在低频段(低于1kHz)，该前馈控制器的幅值基本不变，故可以近似为比例前馈控制器：

可以看出，输入电压前馈控制器G_N(s)只与静态工作点处的输入电压U_in、占空比D以及F_m有关。

4鲁棒PI控制器设计方法

4.1基于全局扫描的鲁棒稳定PI控制器设计法

Superbuck变换器右半平面零点的存在性与静态工作点密切相关，如图5所示。可见，该充电接口变换器属于变结构系统，其稳定性最恶劣的工作条件难以确定，因此很难用传统方法优化设计鲁棒PI控制器参数。

本发明提出了一种适用于变结构系统的鲁棒稳定PI控制器设计方法——全局扫描法。其基本思想是，根据劳斯稳定判据，借助Matlab软件，自动绘出所有工作条件下PI参数选择范围，其交叠区域即为鲁棒稳定区。Matlab的M文件流程图如图6所示，其主要步骤解释如下：

(1)初始化控制器存储数组Memory_s[a,b]＝1。其中，a＝(k_p,max-k_p,min)/k_p,step,b＝(k_i,max-k_i,min)/k_i,step)。

(2)U_in＝U_in,min且U_o＝U_o,min时，判定存储数组中的PI参数是否满足劳斯稳定判据条件。若满足，则令Memory_s[x,y]＝1；否则，令Memory_s[x,y]＝0。其中，x＝(k_p-k_p,min)/k_p,step，y＝(k_i-k_i,min)/k_i,step)。

(3)U_in＝U_in,min且U_o＝U_o,minU_o,step，若Memory_s[x,y]＝1，则验证该控制器参数在此工作点下是否满足稳定性条件；若Memory_s[x,y]＝0，则跳过该组参数。其本质是在上一个工作点的稳定工作区范围内选取该工作点下符合劳斯稳定判据条件的PI控制器参数。

(4)重复步骤3，直至U_o＝U_o,max。

(5)U_in＝U_in,min+U_in,step，U_o在U_o,min～U_o,max之间变换，然后不断重复步骤3，直至U_in＝U_in,max。

(6)绘制满足Memory_s[x,y]＝1的PI控制器参数曲线，其包围区域即为鲁棒稳定区。

4.2基于闭环转移导纳的输出侧LFR鲁棒抑制PI控制器设计方法

4.2.1输出侧LFR抑制的基本途径

为了确保动力电池的性能基本不受影响，充电电流LFR幅值必须小于最大充电电流的5％，而充电电压LFR幅值小于最大充电电压的1％。输出电压的LFR含量为：

可以看出，由于U_b/I_oR_b>>4，因而只要充电电流中的LFR幅值满足纹波抑制要求，充电电压的LFR幅值就必然满足纹波抑制要求。由于总电感电流是输出滤波电容电流和充电电流之和，因而只要总电感电流中LFR幅值小于最大充电电流的5％，则充电电流的LFR必然满足要求。显然，抑制输出侧LFR的基本途径是将总电感电流的LFR含量压低至5％以下。

4.2.2 CC模式下LFR鲁棒抑制PI控制器设计准则

由上节分析可知，CC模式下总电感电流LFR的幅值必须满足：

由式(19)可知，充电接口变换器输入电压的低频脉动峰峰值越大，则对Y_iLv,cc(s)的幅值要求也就越严格。因此，必须在U_l＝420V的情况下限定Y_iLv,cc(s)的幅值最大值。

前已述及，输出电流的主要谐波分量为300Hz、600Hz以及900Hz。取最极端情况，即认为输出电流中这三种频率纹波分量的峰值时刻一致，则由图3和式(19)可得：

图7给出了U_in＝510V，U_o＝330V时Y_iLv,cc(s)的波特图。可以看出，Y_iLv,cc(s)的低频段以20dB/十倍频速率上升。改变U_in和U_o的数值，可以得到相同的结论。因此，有：

将式(21)代入(20)，可得：

58.67|Y_iLv,cc(j·600π)|<5％I_L(22)

显然，|Y_iLv,cc(j·600π)|越大，输出侧LFR含量越难满足要求。由式(13)可知，若PI参数不变，则|Y_iLv,cc(s)|随着|Y(s)|而增大。因此，为了确保系统在所有工况下均满足纹波抑制要求，需要在|Y(j·600π)|取得最大值的工况下设计PI控制器参数，此即CC模式下LFR鲁棒抑制PI控制器设计准则。

4.2.3CV模式下LFR鲁棒抑制PI控制器设计准则

令k＝1+G_v(s)Z_iLo(s)H₂/H₁，则式(14)可表示为：

可以看出，k与电压控制器参数以及主电路参数有关，而与当前工作点无关。当|k|≥1时，则|Y_iLv,cc(s)|≥|Y_iLv,cv(s)|。这意味着，只要CC模式下，输出侧的LFR含量满足纹波抑制要求，则在CV模式下输出侧LFR也必然自动满足抑制要求。因此，确保|k|≥1即为CV模式下LFR鲁棒抑制PI控制器设计准则。

5控制器参数设计示例

5.1系统样机参数

以表1所示直流慢充桩系统为例，详细给出了前馈控制器、兼具鲁棒稳定性和输出侧LFR抑制能力的总电感电流、输出电压PI控制器设计过程。

表1充电接口变换器主电路参数

5.2前馈控制器参数设计

由式(17)可知，输入电压前馈控制器参数需要随着充电接口变换器的输入、输出电压而实时变化，这无疑极大地增加了数字控制器的运算量。为此，本发明采用恒定前馈系数法，即以动力电池充电过程中持续时间最长的工作状态(供电电压为380V/50Hz、动力电池达到标称电压)来进行前馈控制器设计。基于该思路，取U_in＝510V(整流输出电压u_in的平均值)，U_o＝330V。由式(17)可得：G_N(s)＝0.003。

5.3电流PI控制器参数设计

根据表1，并采用全局扫描法，可得鲁棒稳定电流PI控制器的参数选择范围，如图8所示。

图9给出了|Y(j·600π)|与U_o、U_in的三维关系图。可以看出，|Y(j·600π)|的最大值出现在U_in＝420V(对应的线电压U_l＝340V)，U_o＝355V时。由CC模式下LFR鲁棒抑制PI控制器设计准则可知，将该工作点代入式(22)，可得满足LFR鲁棒抑制要求的PI控制器参数选择区域，如图8所示。为了使系统兼具鲁棒稳定和较强的LFR鲁棒抑制能力，且具有较好的动态性能，选取k_p1＝0.12，k_i1＝2200。

5.4电压PI控制器参数设计

CV模式下，电流控制器与电压控制器均处于激活状态。为此，将k_p1＝0.12，k_i1＝2200代入式(9)，并采用全局扫描法，可以得出CV模式下的鲁棒稳定区，如图10所示。可以看出，该图所示整个区域均为鲁棒稳定区。图10还给出了|k|≥1的电压控制器PI参数选择区域。由CV模式下LFR鲁棒抑制PI控制器设计准则可知，该区域内的任意PI参数均可确保CV模式下输出侧LFR满足抑制要求。本发明选k_p2＝5，k_i2＝10000作为电压外环控制器参数。

6实验验证

为了验证本发明提出的大型停车场用高性能直流慢充桩的可行性，根据表1所示参数在实验室完成了一台1.8kW/80kHz原理样机。图11到图19给出了CC模式下，输入线电压U_l＝380V±10％，充电接口变换器输出电压分别为250V、330V以及355V，k_p1＝0.12，k_i1＝2200，充电接口变换器的输入电压、输出电压和输出电流的实验波形。可以看出：①在整个工作范围内直流慢充桩系统均能稳定工作，且充电电流LFRΔi_o<3.6％I_oN，而充电电压LFRΔu_o<0.1％U_oN。②输入线电压U_l＝380V-10％，充电电压为355V时，输出侧LFR脉动最大。这表明：该工况下系统最难满足输出侧LFR抑制要求，这与理论分析吻合。

图20和图21给出了输入线电压U_l＝380V-10％，充电电压为355V时，CC模式且不同PI控制器参数下的实验波形。比较图11-图19和图20-图21，可以看出，k_p1＝0.1，k_i1＝1000时，系统可以稳定工作，但不满足纹波鲁棒抑制要求；而当控制器参数选自图8的阴影部分时，系统兼具鲁棒稳定和输出侧LFR鲁棒抑制能力。上述实验结果验证了CC模式下鲁棒PI控制器参数设计方法的正确性。

图22-图30给出了CV模式下，输入线电压U_l＝380V±10％，k_p1＝0.12，k_i1＝2200，k_p2＝5，k_i2＝10000，不同充电电流时直流慢充桩系统的实验波形。可以看出，系统在整个工作范围内均能稳定工作且输出电流、电压均满足纹波抑制要求。在图10中|k|≥1的区域内选取其它PI参数，可以得到相同结论。可见，只要CC模式下满足电流LFR抑制要求且|k|≥1，CV模式下的电流纹波含量就自动满足要求，这与上述理论分析结果一致。

图31和图32给出了CC模式和CV模式下的实测效率曲线。可以看出，无论直流慢充桩工作在何种充电模式下，系统的总体效率均高于95.5％且最大效率高达98.9％。

本发明提出了一种新型的大型停车场用直流慢充桩架构，深入探讨了兼具鲁棒稳定性和充电电流LFR鲁棒抑制能力的充电接口变换器控制器参数设计方法。最后，设计了一台1.8kW/80kHz的样机，并进行了仿真和实验研究。研究结果表明：

(1)采用全局扫描法(基于劳斯稳定判据并借助Matlab软件，绘出所有工作条件下PI参数选择范围的交叠区域)，设计出的PI控制器参数能够保证直流充电桩系统的鲁棒稳定性。

(2)输入电压对输出电流、电压的影响最终都可体现为对总电感电流的影响。抑制输出侧LFR的基本方法是减小闭环转移导纳(输入电压对总电感电流的传递函数)在低频处的幅值增益。根据充电电流纹波抑制要求以及输入电压低频分量幅值，确定300Hz处闭环转移导纳幅值的阈值。

(3)在|Y(j·600π)|取得最大值的工况下设计总电感电流控制器，所得参数可以确保CC模式下输出侧在整个输入、输出电压变化范围内始终满足LFR抑制要求。

(4)当|k|≥1时，只要CC模式下输出侧LFR满足抑制要求，则CV模式下其也自然满足要求。因此，确保|k|≥1，为CV模式下LFR鲁棒抑制PI控制器设计准则。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。